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開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇正弦波逆變電源，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
關鍵詞： ATmega8； TL494； 逆變器； 正弦波
中圖分類號： TN710?34； TP271 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）08?0149?04
0 引 言
在風電行業中，經常需要在野外對風機進行維修，這時必須為各類維修工具和儀器進行供電。因此，設計一種便攜式、低功耗、智能化的正弦逆變電源來為這些設備供電是十分必要的，可大大提高維修風機的效率。本文正是基于這種情況下而設計的一種基于單片機的智能化正弦逆變電源。
1 正弦逆變電源的設計方案
本文所設計的逆變器是一種能夠將 DC 12 V直流電轉換成 220 V 正弦交流電壓，并可以提供給一般電器使用的便攜式電源轉換器。目前，低壓小功率逆變電源已經被廣泛應用于工業和民用領域。特別是在交通運輸、野外測控作業、機電工程修理等無法直接使用市電之處，低壓小功率逆變電源便成為必備的工具之一，它只需要具有一塊功率足夠的電池與它連接，便能產生一般電器所需要的交流電壓。由于低壓小功率逆變電源所處的工作環境，都是在荒郊野外或環境惡劣、干擾多的地方，所以對它的設計要求就相對很高，因此它必須具備體積小、重量輕、成本低、可靠性高、抗干擾強、電氣性能好等特點。
針對這些特點和要求，研究一種簡單實用的正弦波逆變電源，以低價實惠而又簡單的元器件組成電路來滿足實際要求，定會受到市場的普遍歡迎。當前，設計低功率逆變電源有多種方案，早期的設計方案是直接將直流電壓用關管進行控制，在50 Hz方波的作用下，產生220 V的方波逆變電壓。
但隨著用電設備對逆變電源性能的要求不斷的提高，方波逆變電源在多數場合已被淘汰，而正弦波逆變器的應用已成為必然趨勢。現在，市場上低功率正弦波逆變電源的主要設計方案有3種。
1.1 一次逆變的正弦波逆變電源
該方案也是將要逆變的直流電壓直接加到關管上，然后采用數十倍于50 Hz的正弦化脈沖寬度調制脈沖串對開關管直接進行驅動，之后對輸出的電壓實行“平滑”處理，進而獲得類似于正弦波的連續變化的波形，這種方法的優點是電路一次逆變，高效而簡單、但變壓器過于笨重，沒辦法滿足體積小，重量輕的要求。
1.2 多重逆變的正弦波逆變電源
該方案是將驅動開關管的50 Hz信號，分成若干相位不同而頻率相同的驅動信號，分別驅動各自的開關管，使得各自的輸出電壓也錯開一定的相位，然后再進行疊加處理，輸出多階梯的階梯波再進行濾波就能輸出所需的正弦波電壓。此種方案電路較為復雜，一旦有一組開關管失效，輸出的波形就有很大的失真。
1.3 二次逆變的正弦波逆變電源
隨著高頻開關管技術的日趨成熟，逆變電源的電路設計趨向于先變壓，后變頻，即先將直流電壓轉為高頻交流電，再將高頻交流電轉換為50 Hz的正弦交流電源，其原理框圖如圖1所示。
由于開關管的價格低廉，因此組成圖1的單元電路性價比高，當前市場上以此種設計方案來生產低功率逆變電源的居多[1]。
2 基于單片機控制的正弦波逆變電源
在以上列舉的三種逆變電源設計方案當中，以二次逆變的正弦波逆變電源為佳。按照這種思路，早期的具體電路解決方案多采用PWM控制芯片如TL494，SG3524，SG3525A等，以固定的頻率去控制DC?DC和DC?AC部分的開關管，并采用修正電路對輸出的波形進行修正，以期達到正弦波的要求。但這種純PWM芯片控制的電路，對于元件的老化、發熱、受到干擾等情況無法自動加以修正，或者修正能力差，往往使得在實際的應用當中經常出現電路故障。隨著單片機技術的發展，設計人員不斷想將單片機引入到正弦逆變電源的控制當中，但對于高頻部分的控制，低成本的單片機完成不了這個功能，高成本的單片機又會降低性價比，故本文提出了另外一種設計方案，就是采用低廉的ATmega8單片機，配合TL494，IR2110和開關管，構成一個體積小，成本低，控制能力強的正弦波逆變電源，其方框圖如圖2所示。
由圖2可見，整個系統主要由ATmega8單片機進行控制，TL494和IR2110是否工作，全由單片機根據反饋信號作出調整。高頻開關管及驅動輸出部分采用單相全橋逆變電路構成。具體工作原理是采用ATmega8單片機作為系統控制的核心，利用TL494能產生高頻PWM信號的功能，通過單片機對其脈沖寬度進行控制并輸出，以控制高頻開關管組成的全相逆變電路，將低直流電壓逆變成為高壓方波，并通過整流濾波之后，送到驅動輸出全橋逆變電路，由單片機控制IR2110輸出工頻驅動信號，控制輸出驅動電路輸出50 Hz，220 V的正弦交流電壓[2]。
3 主要電路的具體設計
整個逆變系統的核心主要由單片機控制電路與檢測電路、DC/DC變換電路、DC/AC輸出電路組成。
3.1 DC/DC變換電路
如圖3所示，由TL494組成了高頻脈沖輸出電路，該電路采用了性能優良的脈寬調制控制器TL494集成塊。該集成塊內含+5 V基準電源、誤差放大器，頻率可變鋸齒波振蕩器、PWM比較器、觸發器、輸出控制電路、輸出晶體管及死區時間控制電路等。該集成塊的第5、6腳分別外接了C1和R6組成了RC振蕩電路，可促使TL494輸出頻率為100 kΩ左右的高頻脈沖方波信號，并由單片機的PD7引腳對圖中的DCDC端進行控制。通過控制第4腳的死區時間控制端，可調節輸出信號的占空比在0～49%之間變化，從而控制輸出端Q1PWM、Q2PWM的輸出，而P端、VCC端和VFB端則分別接收來自負載，高頻逆變輸出電壓、輸入電壓的反饋信號，與TL494內部的電路組成過壓、過載保護電路，形成逆變器的第一級安全保護網[3?4]。
如圖4所示為高頻電壓逆變電路，由4只IRF3205管構成全橋逆變電路，IRF3205采用先進的工藝技術制造，具有極低的導通阻抗，加上具有快速的轉換速率和以堅固耐用著稱的HEXFET設計，使得IRF3205成為極其高效可靠的逆變管。從輸入端Q1PWM，Q2PWM輸入的高頻脈沖串控制這4個管兩兩導通，對VIN輸入的直流低壓進行斬波，然后經升壓變壓器后，逆變成高頻交流方波，此時流通的電流為磁化電流，所以選取Philips公司生產的BYV26C超快軟恢復二極管組成了全橋整流電路，該管子重復峰值電壓為600 V，正向導通電流為1 A，其反向恢復時間30 ns，可以滿足電路的參數需求，整流后的電壓經濾波電路后輸出直流電壓260 V，送往DC/AC逆變電路，另外260 VDC經降壓處理后作為作為反饋信號輸入圖3中的VFB端，作為高頻逆變電壓的反饋信號。
3.2 DC/AC輸出電路的設計
DC/AC變換輸出電路采用全橋逆變單相輸出，其驅動輸入波形則由單片機輸出信號驅動半橋驅動器IR2110輸出工頻驅動信號，通過單片機編程可調節該輸出驅動波形的D
IR2110是IR公司生產的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，可以實現對MOSFET和IGBT的最優驅動，同時還具有快速完整的保護功能，因此它可以提高控制系統的可靠性，減少電路的復雜程度。如圖6所示，HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，因此，在本系統中，兩片IR2110芯片的SD端共同接到單片機的PB0引腳，用于實時控制IR2110是否處于保護狀態。IR2110的VB和VS之間的自舉電容較難選擇，因此直接提供了15 V恒壓，使其能正常工作。
逆變正弦電壓輸出電路有兩種調制方式，一種為單極性調制方式，其特點是在一個開關周期內兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓，另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗，但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻（載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。另一種為雙極性調制方式，其特點是4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產生了較大的開關損耗[1，5]。如圖6所示，本文的逆變輸出電路采用了單極性調制方式，這樣可以提高波形的平滑度，增加電路的可靠性。圖6中的PWM1～PWM2分別接收來自圖5的輸出驅動信號，驅動由4個具有500 V耐壓值的IRF840開關管組成的橋式逆變電路，將260 VDC逆變成220 V，50 Hz的交流電，經LC濾波后供給負載。圖6中的IFB端和ACV端，分別和為電流和電壓的采樣，送到單片機的PC4和PC5引腳進行A/D轉換，再由單片機將轉換果用于功率計算和電路保護之用[1，6]。
3.3 單片機電路及編程
本文采用的是Atmel公司生產的ATmega8單片機來進行控制的，它的工作電壓范圍寬，抗干擾能力強，具有預取指令功能。這使得其理速度快，引腳輸出電流大，驅動能力強，輸出的脈沖信號無需放大可直接驅動步進電機驅動模塊，端口全內置上拉電阻，均可作為輸入或輸出，具體情況通過編程靈活配置，基于以上優點，選擇ATmega8L單片機作為控制器，不僅可提高系統整體性能，也可簡化電路。
本文主要將它應用于整個系統的信號驅動， 溫度檢測，風扇控制，安全保護，數據顯示等。ATmega8單片機分別采集來自系統電路的溫度、電流、電壓，并根據這三個參數的情況分別控制啟動風扇散熱，控制是否輸出報警信號，控制SD端和DCDC端是否使系統處于保護狀態，QA1～QA4則是輸出50 Hz的驅動信號，具體的編程控制如圖7所示。當系統啟動后，單片機先檢查系統的溫度環境是否正常，不正常則啟動報警，并提示出錯代碼，如果正常則啟動高頻逆變電路工作，并檢測260 VDC是否正常，不正常則報警，正常則啟動正弦逆變電路工作，并一直檢測輸出的電壓電流是否正常，正常則輸出，不正常則報警。
4 結 語
綜上所述，基于ATmega8單片機控制的正弦波逆變電源的整體設計方案，可高效、便捷的為野外作業提供所需的交流電源，該電路目前已實驗成功并投入到實際的使用當中。實踐證明，本文設計出來的逆變電源具有體積小，重量輕，穩定可靠的性能。
參考文獻
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關鍵詞：DSP處理器 數字控制 PID算法 SPWM波形
中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2015）11-0000-00
Abstract：This paper designs a DSP-based inverter power supply with digital control. DSP Processor is the central control unit of the supply. The inverter full bridge circuit is implemented based on IPM intelligent module. The power supply perform PID algorithm based on DSP. According to the results of the algorithm the DSP control internal ePWM module to generate SPWM waveform by the law of sine wave. After filtering the SPWM waveform is changed to the desired AC output waveform. The hardware circuits diagram， software program design and test result analysis are given in the paper.
Key words： DSP processor； digital control； PID algorithm； SPWM waveform javascript：showjdsw（'jd_t'，'j_'）
逆變電源在工業和國防領域應用廣泛，隨著電力電子技術和計算機技術的飛速發展，逆變電源的更新發展速度也在加快，其中數字化研究成為當今熱點之一。數字化逆變電源難點之一是正弦脈沖寬度調制SPWM波形的數字化實現。文中利用TI公司的DSP處理器 TMS320F28335完成了電源的SPWM波形產生和閉環控制算法計算。完成的樣機經過測試達到了設計要求。
1硬件電路設計
逆變電源硬件框圖如圖1所示，主電路主要包含整流濾波電路、單相全橋電路、輸出濾波電路等，控制電路包括DSP控制器、PWM驅動電路、A/D采樣電路、接口電路和觸摸屏輸入顯示電路。交流220V/50Hz輸入電壓首先進入整流橋進行全波整流，開始通過抗浪涌電阻后給電容充電，通過電容的濾波后，產生310V左右的直流電壓，提供給后級單相全橋逆變使用。在DSP控制下單相全橋逆變輸出正弦脈寬調制SPWM波形，經后級LC濾波后濾除載波頻率得到正弦波給給負載。
1.1整流電路
前端整流電路選用橋式整流器，由4個二極管組成，利用二極管的單向導通性對交流電進行整流，經后級濾波電容完成由交流電變為直流電的工作。由于在上電瞬間電容相當于短路，充電電流很大，為防止電流過沖，造成電壓瞬間下降幅度太大，電路中設計了緩沖限流電阻。整流電路中的整流橋的選擇應考慮最大整流電流和反向擊穿電壓。
1.2逆變全橋電路
逆變單相全橋電路輸入端為直流電壓，通過四個開關管的交替導通完成直流電壓到交流電壓的轉換。開關管為可控型半導體器件，可選擇輸入阻抗高、速度快、熱穩定性好的IGBT模塊，由于單相全橋需要四個開關管，考慮到可靠性、接口簡單、保護齊全的優點，選擇合成多個IGBT開關管的IPM模塊進行設計。IPM內部具有完善保護方案，具有很高的可靠性，其內部一般設有6單元IGBT，單相全橋的設計中只需要使用其中4個單元，其它兩個單元輸入端只要設為高電平保持關閉狀態即可。實際與DSP端口連接時需要外加光隔進行與IPM的電氣隔離。
1.3濾波電路
單相全橋電路輸出的信號為高壓SPWM波形，SPWM波形除了基波正弦波頻率外，還含有大量的開關頻率及其鄰近頻帶的諧波。要得到需要的正弦波需要外加必要的濾波電路。由于電壓高、電流大不能使用有緣濾波，一般選用LC濾波。由于開關頻率遠高于基波頻率，LC濾波器的截止頻率選擇相對容易一些。設計濾波器時要考慮既要濾除這些高次諧波，又要設法減少電感和電容的體積重量。
1.4控制電路
控制電路主要包括DSP處理器、觸摸顯示屏、驅動電路、接口電路、A/D轉換電路等。DSP為控制中樞，控制整個電源系統的運行。觸摸顯示屏完成參數顯示和輸入。接口電路一方面是DSP與觸摸屏的數據往來通道，另一方面完成對外部電路的控制。A/D轉換電路負責把輸出的交流高電壓變換為0-3V低電壓，以滿足DSP處理器內部ADC轉換器的要求。驅動隔離電路主要是起到IGBT與DSP電氣隔離的作用，減少強電對低壓控制電路的干擾。DSP選用TI公司的TMS320F28335控制器，具有浮點運算功能，運行速度可達150MHz，具有快速的計算能力，適合復雜的算法計算。內部含有ePWM模塊和12位高速ADC模數轉換器，不用單獨另行設計，可以省去大量電路設計。
2 軟件設計
電源的控制軟件需要完成電壓的設定、輸出電壓的閉環調節、完成參數的采樣、SPWM波的生成等工作，根據任務的要求，整個軟件由主程序、SPWM波形產生程序、A/D采樣程序、PID控制子程序等組成。
2.1 主程序
主程序框圖如圖2所示，包括初始化和主循環兩部分。初始化主要完成對軟件變量和硬件端口及寄存器的初始設置。主循環主要完成參數的設置和顯示，同時開放中斷，期間響應中斷事件，如ADC轉換中斷和定時器溢出中斷等。
2.2 SPWM波形的產生程序
基準正弦信號與三角載波信號進行比較，根據大小關系產生一組方波，三角載波頻率一般遠高于基準正弦波的頻率，產生的這樣的脈沖序列去控制單相逆變橋的四個IGBT的導通和關斷，這樣就形成了正弦脈寬調制波SPWM，基準正弦波的幅值的更改相應的會改變正弦脈沖的寬度，從而改變輸出電壓的幅值。在TMS320F28335處理器內部ROM中固化有正弦波形數值表，并利用處理器內部的定時器產生三角波，只要換算出一致的時間系數，周期的計算并更新比較寄存器的值，即可生成SPWM波。
2.3 A/D轉換程序
TMS320F28335有16通道的模數轉換器ADC，精度可達12位，輸入電壓范圍為0-3V，具有轉換完成中斷。可以連續轉換或者單一啟動轉換，每次轉換都會把轉換結果寫到結果寄存器中。其轉換時間可達12.5MSPS，并具有采樣保持器。實際使用中，只需要采樣電壓和電流，所以只需要對兩個通道進行初始化。設計中采用單一啟動轉換模式，利用定時器產生周期性信號，在每個周期內進行對兩個通道的啟動、讀取轉換結果。
2.4 PID控制子程序
電源正常工作輸出的是穩定的正弦電壓，為保證輸出電壓跟蹤設定電壓，需要加入適當的控制算法。由于計算周期及DSP運算頻率的限制，太過復雜的算法一個周期內無法按時完成，設計中選用了經典的PID控制算法，算法簡單，計算時間短，同時對經典PID控制算法進行了必要的優化措施，對積分系數采用變速的方法，同時增加了死區控制，輸出增量最大、最小限制。圖3中A、B為變速積分系數，e0為死區限幅值。
3 試驗結果
電源整機組裝完成后，對電源的輸出電壓進行了測試，使用泰克TDS-1002數字示波器，測量波形如圖4所示。電壓有效值為115V，頻率為400Hz。使用8903B音頻分析儀測定輸出波形失真度都小于1%。圖5所示為電壓正弦波的FFT分析，可以測量出其基波分量為400Hz。電源通過加載測試顯示，負載特性好，電壓輸出波動小，響應速度快，指標完全滿足實際需要。
4 結語
采用DSP設計的逆變電源，解決了以前以模擬電路設計的逆變電源控制電路復雜，升級困難等突出問題。原來需要單獨設計的三角波電路、PWM波電路、死區電路等均在一塊DSP內部實現。這種數字化方案提高了電源設計和制造的靈活性，可以通過改進優化控制算法來改善逆變電源的輸出波形品質。
參考文獻
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[3]曲學基，曲敬鎧，于明揚.逆變技術基礎及其應用[M].北京：電子工業出版社.2008.
關鍵詞：DSP；TMS320F2812；SPWM；采樣法；逆變電源
中圖分類號：TN914 文獻標識碼：B
文章編號：1004373X(2008)0313103
Realization of Three―phase Voltage Source SPWM on TMS320F2812
YUAN Li1,LI Bin1,JIANG Zaifang2
(1.Faculty ofElectricalEngineeringandInformationTechnology,Hebei University of Science and Technology,Shijiazhuang,050054,China)
2.Faculty of Information Engineering and Automation,Kunming University of Science and Technology,Kunming,650224,China)
Abstract：The paper aims at the application of SPWM in the inverter power supply and introduces the method for generating SPWM waveform by using TMS320F2812 event manager.The flow chart,sound code and experimental results are provided.The dissymmetrical sampling algorithm and looking―up table are used.Experiment shows that the method can meet the control precision and the real―time.It can control the output voltage of the 115V/400 Hz inverter power supply.
Keywords：DSP;TMS320F2812;SPWM;sampling algorithm;inverter power supply
1 引 言
SPWM技術目前已經在實際中得到非常普遍的應用，尤其在逆變電路中的應用最為廣泛，經過長期的發展，大致可分成電壓SPWM、電流SPWM和電壓空間矢量SPWM。其中電壓和電流SPWM是從電源角度出發的SPWM,而電壓空間矢量SPWM是從電動機角度出發的SPWM。
本文以400 Hz三相逆變電源的研發為依托，介紹利用TMS320F2812生成電壓SPWM的技術。產生電壓SPWM波的方法可分為硬件法和軟件法兩類，硬件法最實用的是采用專用集成電路，如SA4828,HEF4752,SLE4520等，軟件法是使電路成本最低的方法，他通過實時計算來生成SPWM波，實時計算對控制器的運算速度要求非常高，高性能的DSP(數字信號處理器)無疑是能滿足這一要求的性價比最理想的選擇。
2 SPWM基本原理
PWM(Pulse Width Modulation)控制就是對脈沖的寬度進行調制的技術，即通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要波形。SPWM波形(Sinusoidal PWM)就是脈沖的寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形。
產生SPWM波的原理是：用一組等腰三角波與一個正弦波進行比較，其相交的時刻(即交點)作為開關管“開”或“關”的時刻，這組等腰三角形波稱為載波，而正弦波稱為調制波，如圖1所示。正弦波的頻率和幅值是可控制的，改變正弦波的頻率，就可以改變電源輸出電壓的頻率，改變正弦波的幅值，也就改變了正弦波與載波的交點，使輸出脈沖系列的寬度發生變化，從而改變電源輸出電壓的大小。
圖1 SPWM波生成方法
3 軟件設計
3.1 TMS320F2812的事件管理器模塊
TMS320F2812是TI公司推出的高速數字信號處理芯片，器件上集成了多種先進的外設，為電機及其他運動控制領域應用的實現提供了良好的平臺，控制生成SPWM主要利用的是片上的事件管理器模塊(EVA和EVB)，該模塊具有以下主要功能：
(1) 5個獨立的PWM輸出，其中3個由比較單元產生，2個由通用定時器產生。另外還有3個由比較單元產生的PWM互補輸出；
(2) 由比較單元產生的PWM死區可編程；
(3) 能夠產生可編程的非對稱、對稱和空間矢量PWM波形；
(4) 比較寄存器和周期寄存器可自動裝載，減少CPU的開銷。
3.2 SPWM波的生成
3.2.1 總體思路
本文利用的是EVA模塊，當定時器T1處于連續遞增/遞減計數模式時，計數寄存器(T1CNT)中的數值的變化軌跡就是等腰三角形，也就相當于產生了一系列的等腰三角形波，當比較寄存器(CMPRx，x=1,2,3)中的值與計數寄存器中的值相等時，對應的引腳(PWMx,x=1,2,3,4,5,6)上的電平就會發生跳變，從而輸出一系列的等高的方波信號，如圖2所示。至于輸出的方波的寬度，就和比較寄存器中的值一一對應，因此，只要使比較寄存器中的值按正弦規律變化，就可以得到SPWM波形。
圖2 在連續遞增/遞減模式下的PWM輸出
3.2.2 算法分析
通過實時計算生成電壓SPWM需要數學模型，建立數學模型的方法有多種，比如諧波消去法、等面積法、采樣型SPWM法以及他們派生出來的各種方法。本文介紹的生成SPWM波采用的是不對稱規則采樣法，不對稱規則采樣法是用階梯波去逼近正弦波，每個載波周期內采樣兩次，既在三角波的頂點對稱軸位置采樣，又在三角波的底點對稱軸位置采樣，由于這樣采樣所形成的階梯波與三角波的交點不對稱，故稱其為不對稱規則采樣法，如圖3所示。此法所形成的階梯波與正弦波的逼近程度大大提高，所以諧波分量的幅值更小，在實際中得到了較多的應用。
圖3中所示，Us是三角載波峰值,Tc是三角載波周期，t1和t2分別是兩次采樣時刻，他們決定了SPWM波上的“開”、“關”時間分別是ton1,toff1和ton2,toff2。根據三角形相似關系式推導可得：
式中M=UM/US,即正弦波峰值與三角波峰值之比，M稱為調制度。N=fc/f=1/(Tcf)，即三角波頻率fc與正弦波頻率f之比，N稱為載波比。k為偶數時代表頂點采樣，k為奇數時代表底點采樣。以上是生成單相SPWM波的數學模型，要生成三相SPWM波，必須使用三條正弦波和同一條三角波求交點，三相正弦波依次相差120°，所以在頂點采樣時三相的脈寬分別是：
圖3 不對稱規則采樣法生成SPWM波
3.2.3 程序流程圖
程序有主程序和定時器下溢中斷子程序組成，主程序是一個無限循環結構，他的主要工作是系統的初始化,根據中斷子程序中給出的比較寄存器的值生成SPWM波。流程圖如圖4所示。中斷子程序的主要功能是計算比較寄存器的值，流程圖如圖5所示。
3.2.4 程序編寫
本例程的載波頻率為12 kHz,調制波頻率為400 Hz,DSP時鐘頻率為150 MHz，載波周期Tc=1/(12×150×109)=12 388個計數周期。
主程序：
void main(void)
{ //step1:初始化系統控制寄存器，PLL，看門狗，時鐘等
InitSysCtrl();
EALLOW;
GpioMuxRegs.GPAMUX.all=0x003F;//使能PWM輸出的引腳
EDIS;
DINT;
IER=0x0000;
IFR=0x0000;//禁止和清除所有CPU中斷
InitPieCtrl() ;//初始化Pie控制寄存器位默認狀態
InitPieVectTable();//初始化PIE中斷向量表vector table;
InitPeripherals();
//step2:設置EVA的各寄存器
EvaRegs.T1PR=(int)(TC/2);//6194個計數周期，即0X1832
EvaRegs.T1CNT=0X0000;
EvaRegs.CMPR1=(int)(TC/2);
EvaRegs.CMPR2=(int)(TC/2);
EvaRegs.CMPR3=(int)(TC/2);
EvaRegs.ACTRA.all=0x0666;//1,3,5高有效。2，4，6低有效
EvaRegs.DBTCONA.all=0X0FF8;//死區時間1.6微秒
CONA.all=0XAA00;//使能比較，下溢重載
EvaRegs.T1CON.all=0X0842;//連續增減計數模式
//設置中斷：
EvaRegs.EVAIFRA.all=0XFFFF;
EvaRegs.EVAIFRB.all=0XFFFF;
EvaRegs.EVAIFRC.all=0XFFFF;//清EVA所有中斷標志位
EvaRegs.EVAIMRA.all=0X0200;
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中斷子程序主要是計算功能，按圖5所示的流程圖一步步編寫即可，程序不再列出。至于在計算中用到的正弦sin值，為了保證控制的實時性，最好把用到的sin值事先計算出來做成一個數組放在DSP的數據存儲器中，存放位置及長度需在.cmd文件中進行設置。
圖4 主程序流程圖
圖5 定時器下溢中斷子程序流程圖
4 實驗結果
按照以上思路編寫出的軟件經過調試編譯，運行良好，SPWM波形正常，如圖6(a)、圖6(b)所示。脫離仿真環境后和逆變電路連接在一起，驅動IGBT工作，逆變出的三相正弦波波形良好。
圖6 實驗結果
5 結 語
利用此方法由TMS320F2812生成的SPWM波已經在400 Hz/115 V的逆變電源中應用，電源運行正常,輸出的電壓頻率幅值都在允許范圍內。結果證明該方法的準確性高，完全可行，尤其在變頻變壓電源的控制中有很好的應用。
參考文獻
[1]王曉明，王玲.電動機的DSP控制―TI公司DSP應用[M].北京：北京航空航天大學出版社，2004.
關鍵詞：DSP變頻；電源設計；變頻電源
中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：1009-2374（2014）08-0048-03
1 概述
1.1 問題的提出
電動鑿巖機是建筑、水利、采礦等行業的重要設備。相對于傳統的鑿巖設備，電動鑿巖機所具有的突出優點是節省能源，其電能利用率高達50%～60%，而常用氣動鑿巖機僅為10%，此外，電動鑿巖機還有噪聲低、工作面空氣新鮮、無廢氣污染等優點，極大的改善了勞動條件。但目前使用的電動鑿巖機也有明顯缺點：對同樣硬度的巖石，它的轉速只有氣動鑿巖機的50%～60%。目前大多數電動設備直接使用交流工頻電源（50HZ），不能隨著工作環境（巖石硬度、鉆孔孔徑、深度）改變輸出轉矩、轉速，因此工作效率較低。為此，本文采用德州儀器公司的TMS320C2407DSP處理器設計一種新型的5KVA單相正弦波變頻電源，通過輸出可程控的交流電壓，改變電動設備的輸出轉矩和轉速。進而提高工作效率，改善電動設備的工作性能。
1.2 國內外研究現狀
變頻技術是國內外研究的一個熱點。其原因一是由于市場需求。近年來，隨著自動化技術程度的發展成熟和能源短缺問題日益突出，變頻技術越來越得到重視，并廣泛地應用。二是功率器件的發展。近年來各種高電壓、大電流的功率器件的生產以及并聯、串聯技術的發展應用，使先進變頻器的生產成為現實。三是現代控制理論和集成電子技術的發展。矢量控制、模糊控制等新的控制理論及神經網絡技術為高性能的變頻器研制提供了理論基礎，而高速微處理器以及專用集成電路技術的快速發展，為實現變頻器高精度、多功能提供了硬件平臺。
目前國外的變頻技術研究，以法、意、德、日等國領先。在大功率變頻調速方面，法國的阿爾斯通公司、意大利的ABB公司分別研制出單機容量達數萬千瓦的電氣傳動設備。在中功率變頻調速技術方面，德國的西門子公司研制出的SimovertA電流型晶閘管變頻調速設備和SimovertPGTOPWM變頻調速設備，己實現全數字化控制；在小功率交流變頻調速技術方面，日本的富士BJT變頻器、IGBT變頻器已形成系列產品，其控制系統也已實現全數字化。
國內研究方面，從總體上看我國變頻調速的技術水平較國際先進水平有較大差距。目前在大功率交——交、無換向器電機等變頻技術方面，國內雖有部分單位可研制生產，但在數字化程度及系統可靠性等方面還有待改進。對程控變頻電源的理論和實踐研究取得的成績，可查主要有：王小薇、程永華對于基于DSP雙環控制的逆變電源設計研究；余功軍、鐘彥儒、楊耕對IGBT變頻器死區時間的補償策略研究；程永華、楊成林、徐德鴻對于基于DSP變壓變頻電源設計研究；程曙、徐國卿、許哲雄對SPWM逆變器死區效應分析研究；趙勇對基于IGBT大功率變頻電源的研究；李鋒對基于DSP的SPWM變壓變頻電源的研究等。
同時由于目前我國采用的半導體功率器件和DSP等器件依然嚴重依賴進口，使得變頻器的制造成本居高不下，無法形成有競爭力的產業，也是影響我國變頻技術發展的一個主要原因。
2 基于DSP的新型單相正弦波變頻電源設計
2.1 設計思路
本文以美國德州儀器公司的TMS320C2407DSP處理器為核心設計了一種新型的5KVA單相正弦波變頻電源。通過輸出不同頻率、電壓的電源信號，對異步電機的轉速、轉矩進行控制。從而實現了電動鑿巖設備針對不同巖體提高鉆孔效率的目的。該不安品電源的硬件部分主要由主電路、保護電路、控制電路等部分組成。主電路包括整流、濾波、逆變器、驅動電路等；保護電路包括過壓欠壓保護、限流啟動、IPM故障保護、過流保護等；控制電路則主要包括DSP控制電路、PWM信號發生電路、A/D、D/A轉換電路等。在軟件方面，考慮到SVPWM控制算法比較適合于數字控制系統，本文編制了基于SVPWM控制算法的控制軟件。經過工作現場試驗結果表明，該系統可以在30—300Hz范圍內均勻調速，在不同的負載情況下，具有較好的穩定性和較強的抗干擾能力。
2.2 硬件系統結構
本文設計變頻電源的硬件系統以Tl公司的TMS320LF2407A型DSP為控制芯片，由主電路、保護電路、控制電路等組成，其原理結構圖如圖1。
圖1 硬件系統原理結構圖
其中主電路包括整流、濾波、逆變器驅動電路等組成。其工作原理是把單相交流電通過整流模塊變為直流電，整流后的脈動電壓再經過濾波電容平滑后成為穩定的直流電壓。再由逆變電路對該直流電壓進行斬波，形成電壓和頻率可調的單相交流電提供給異步電機。由于IPM是IGBT的功率集成電路，需要有專門的驅動電路，本文采用調壓電路把電壓抬高到15伏來進行驅動。系統保護電路包括過壓、欠壓保護、限流啟動、IPM故障保護、過流保護等。控制電路包括DSP控制電路、PWM信號發生電路、A/D、D/A轉換電路等。
2.3 整流和濾波電路
整流和濾波電路屬于主電路的一部分，其結構圖如圖2所示。工作時，220V的交流電源經過四個二極管的全波整流，變為直流，其中電解電容C1為整流濾波電容，電阻R1為放電電阻，在斷電情況下為C1提供放電回路，同時也為逆變器負載和直流電源之間的無功功率提供緩沖。
圖2 整流和濾波電路
2.4 逆變電路設計
（a）逆變電路結構原理圖（b）輸出方波信號波形圖
圖3
本文即采用的是電壓型逆變電路。因為本文設計變頻電源主要應用在電動鑿巖設備上的。所以我們采用的是單相全橋逆變電路。圖3為單相電壓橋式逆變電路的結構原理圖及輸出波形圖。全控型開關器件T1和T4構成一對橋臂，T2和T3構成一對橋臂，T1和T4同時通、斷；T2和T3同時通、斷。T1（T4）與T2（T3）的驅動信號互補，即T1和T4有驅動信號時，T2和T3無驅動信號，反之亦然，兩對橋臂各交替導通180°。從而得到需要的變頻電壓信號。
由于本變頻電源主要應用電動鑿巖設備方面，即一般情況下均是在在阻感負載下工作。因此在0≤θ≤ωt期間，T1和T4有驅動信號，由于電流i0為負值，T1和T4不導通，D1、D4導通起負載電流續流作用，u0=+Ud。θ≤ωt≤π期間，i0為正值，T1和T4才導通。π≤ωt≤π+θ期間，T2和T3有驅動信號，由于電流i0為負值，T2、T3不導通，D2、D3導通起負載電流續流作用，u0=-Ud。π+θ≤ωt≤2π期間，T2和T3才導通
2.5 電平轉換設計
由于DSPTMS320LF2407是低功耗芯片，必須采用3.3V供電，與驅動主電路的電平不匹配，易引起事故，損壞芯片。故本實用新型設計中包含了電平轉換設計。本文采用的驅動芯片M57959L本身具備隔離輸入作用，因此在電平轉換設計中不必要增設隔離電路。本實用新型采用I/O直接輸出轉換設計。
圖4 采用M57959L的電平轉換驅動電路
2.6 軟件部分設計
控制算法的軟件化為交流調速系統控制算法的選擇、復用提供了方便。本設計基于TMS320LF2407A事件管理器，采用DSP自帶的匯編語言編寫軟件CCS進行編寫，系統的軟件設計可簡單分為兩個部分：一個是系統的初始化模塊，另一個是控制算法模塊。其中初始化只在系統上電時執行一次，而控制算法模塊包括SVPWM的生成，速度反饋信號的采樣和處理等。系統的整在程序初始化之后進入主循環程序，DSP產生SVPWM使電機開始運行。其調用的頻率與PWM的輸出頻率一致。系統軟件流程圖如圖5所示。
3 應用實驗及展望
本文所設計制作的5KVA單相正弦波變頻電源，可輸出30～300HZ交流電壓。所制作的樣品在湘西同力機械公司、武陵電化總廠金屬包裝廠經過多次實驗表明，應用本文設計變頻電源控制異步電動機工作時，在不同頻率、不同負載情況下，輸出轉速和轉矩可基本實現實時控制，具有較好的工作穩定性和抗干擾能力。
未來，將從兩方面對本設計進行改進，一是將改進硬件結構設計，逐步增大電源容量；二是改進軟件算法設計，實現變頻電源的最優實時控制。
圖5 系統軟件流程圖
參考文獻
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[D].湖南大學碩士論文，2008.
1、逆變器是把直流電能（電池、蓄電瓶）轉變成定頻定壓或調頻調壓交流電（一般為220V,50Hz正弦波）的轉換器。
2、它由逆變橋、控制邏輯和濾波電路組成。廣泛適用于空調、家庭影院、電動砂輪、電動工具、縫紉機、DVD、VCD、電腦、電視、洗衣機、抽油煙機、冰箱，錄像機、按摩器、風扇、照明等。在國外因汽車的普及率較高外出工作或外出旅游即可用逆變器連接蓄電池帶動電器及各種工具工作。
3、通過點煙器輸出的車載逆變是20W、40W、80W、120W到150W功率規格。再大一些功率逆變電源要通過連接線接到電瓶上。把家用電器連接到電源轉換器的輸出端就能在汽車內使用各種電器。可使用的電器有：手機、筆記本電腦、數碼攝像機、照像機、照明燈、電動剃須刀、CD機、游戲機、掌上電腦、電動工具、車載冰箱及各種旅游、野營、醫療急救電器等。
（來源：文章屋網 ）
1、一般情況下，正常使用車載逆變器，對汽車的電瓶是沒有損害的。但是，如果要在停車之后使用其為車載電器供電的話，切記，一定要啟動發動機，否則將會造成汽車電瓶的虧電，從而損壞汽車電瓶。
2、逆變器雖然可以讓電瓶車充電更快，但是不建議經常使用。逆變器是把直流電能（電池、蓄電瓶）轉變成定頻定壓或調頻調壓交流電（一般為220V,50Hz正弦波）的轉換器。它由逆變橋、控制邏輯和濾波電路組成。廣泛適用于空調、家庭影院、電動砂輪、電動工具、縫紉機、DVD、VCD、電腦、電視、洗衣機、抽油煙機、冰箱，錄像機、按摩器、風扇、照明等。在國外因汽車的普及率較高外出工作或外出旅游即可用逆變器連接蓄電池帶動電器及各種工具工作。
3、通過點煙器輸出的車載逆變是20W 、 40W、 80W、 120W到150W 功率規格。4、再大一些功率逆變電源要通過連接線接到電瓶上。把家用電器連接到電源轉換器的輸出端就能在汽車內使用各種電器。
5、可使用的電器有：手機、筆記本電腦、數碼攝像機、照像機、照明燈、電動剃須刀、CD機、游戲機、掌上電腦、電動工具、車載冰箱及各種旅游、野營、醫療急救電器等。
（來源：文章屋網 ）
關鍵字：光伏發電；獨立系統；并網系統
中圖分類號：TK51文獻標識碼： A 文章編號：
0、引言
隨著世界經濟的飛速發展，人類對于能源的需求越來越大，造成了能源供需的矛盾與環境問題的壓力已經不斷的暴露問題，能源結構也急需調整來面臨重大的挑戰。目前地球上的石能源已經被超額開采，日漸緊缺，核動力發電的發展也因為核輻射的安全技術遇到瓶頸，能源發展問題日益制約著社會經濟的發展，能源壓力不斷增加，大力發展可再生的能源系統已經成為世界各國促進經濟發展的當務之急。太陽能的取之不盡用之不竭，作為可再生的安全環保的新能源越來越受人們追捧。我國的太陽能資源非常的豐富，全國的國土面積約占2/3的日照時間在2200小時以上，也就是說我國陸地表面每年接受的太陽能輻射能量相當于4900億噸標準煤燃燒釋放的能量，如果將太陽能全部都用于發電，則相當于上萬個三峽工程發電量的總和，所以利用太陽能發電的項目前景十分廣闊。隨著新技術和新材料的不斷發展，對與太陽能的利用水平將越來越成熟，太陽能光伏發電也受到我國前所未有的重視。
1、光伏效應概述
光伏發電系統是利用半導體材料介質的光生伏打效應，該效應的存在將照在半導體上的光能直接轉變為電能的。所謂的光生伏打效應，即當物體吸收光子時產生電動勢的現象，是指在物體受到光照時，物體內的電荷分布狀態發生了變化因而產生了電動勢和電流的一種效應。光生伏打效應主要應用在半導體的PN結上，將輻射能轉換成電能。大量的研究主要集中在太陽能的轉換效率上，理論預期的效率為24％，仍需要不斷研究提高轉換效率。太陽能電池技術是太陽能光伏發電技術應用的關鍵元件，目前主要使用陽光下的光電轉換效率最高的半導體PN結器件，將太陽能電池經過串聯后對其進行封裝保護，就可以制造出大面積的太陽電池組件，同時使用調節控制器等部件就形成了太陽能光伏發電系統。
2、太陽能光伏發電系統的原理及組成
太陽能光伏發電系統一般可以分為獨立系統、并網系統和混合系統等三類。根據其應用的形式、規模以及負載的類型可以細分為：簡單直流系統；大、小型太陽能供電系統；交、直流供電系統；并網系統和并網混合系統。
（1）簡單直流系統中的負載為直流負載，同時對于負載的使用時間沒有特別的要求，該類型負載主要是在白天時使用，直接用太陽能光伏發電組件給負載供電。常常用于光伏水泵系統以及一些白天使用的臨時設備設施中。
（2）小型太陽能供電系統主要使用在直流負載且負載功率比較小的設備上，比較適用于解決偏遠無電地區家庭基本的照明問題。大型太陽能供電系統的負載功率一般比較大，因此需要使用比較大的光伏電池組件和蓄電池組，常常使用在通信遙測監測設備等領域。
（3）交、直流供電系統能夠同時為直流和交流的負載提供電能。交流電能是通過在系統結構上增加逆變器將直流電轉換為交流電來滿流負載的需求。
（4）并網系統是將太陽能光伏電池組件產生的直流電通過并網逆變器，將直流電轉換成符合市電電網要求的交流電后，接入公共電網提供給用戶電能。
（5）并網混合供電系統是將太陽能光伏電池組件、市電和備用燃油發電機等發電技術的優點綜合利用，其是將市電和太陽能光伏電池組件進行并行的工作，對于用戶負載如果光伏電池組件所產生的電能能夠滿足負載的使用，則該系統將直接使用光伏電池組件產生的電能來供給負載使用，同時將多余的電能反饋到電網。如果太陽能光伏電池組件不能夠產生足夠的電能給負載，則將啟動市電來滿足要求。如果市電發生故障同時光伏電池組件產生的電能不能夠供負載使用，則系統將自動斷開市電并啟動燃油發電機組來滿足負載。
獨立光伏發電系統的組成主要由太陽能電池、調節控制器、阻塞二極管和蓄電池等電器件組成，可以作為太陽能用戶的電源系統、通訊信號的電源、太陽能路燈、為邊遠地區供電的系統等用途。并網太陽能光伏發電系統即在獨立光伏發電系統的基礎上使用逆變器將直流電轉換為交流電并入電網中，同用戶使用電能。如圖1所示為獨立太陽能光伏發電系統的結構示意圖。
圖1 太陽能光伏發電系統結構示意圖
1.太陽能電池方陣
太陽能電池方陣是由單個個體的太陽能電池進行封裝，根據一定的電壓和功率的要求進組合。同時也可以根據需要可由太陽能電池的小組合來構成太陽能光伏發電系統的電池方陣。根據實際經驗可知，組合的太陽能電池方陣的工作電壓一般是負載工作電壓的1.4倍左右。
2.阻塞二極管
阻塞二極管的作用是為了避免太陽能電池方陣不發電或者出現短路故障不工作時，為了使蓄電池不會通過太陽能電池放電，因此將其串聯在太陽能電池方陣電路中起到單向導通的作用，這樣就能阻止蓄電池放電。
3.蓄電池組
太陽能電池方陣只有在有光照射時工作，輸出功率，但在晚上或者陰雨天時，由于沒有光線而不能工作，因此需要將太陽能電池方陣有光時產生的電能儲存起來，以提供使用。其系統中的儲能蓄電池有兩個作用：一是儲存電能以供使用；二是確定太陽能電池方陣發電的工作點，同時能夠起到鉗位和穩定作用，不論方陣電壓隨光照如何變動，輸出的電壓一定被鉗位于蓄電池的電壓上。
4.調節控制器
控制器的主要功能是為了防止電池方陣對蓄電池過充電或對負載過放電。對于鉛酸蓄電池充電到單體電池的平均電壓在2.38～2.42V時開始控制停止充電或者涓流充電。蓄電池放電時，需要根據不同的放電率將單體電池放電到平均電壓為1.8～2.0V時控制停止放電，對蓄電池進行保護。
并網光伏發電系統中與電網相連，同時向電網饋送電能，當太陽能電池輸出的電能不能夠滿足負載的要求時，則由電網進行補充；而當其輸出的功率超出負載的需求時，將電能輸送到電網中。如圖2所示是一個太陽能光伏并網發電系統的示意圖。電池方陣除了保證負載的正常供電外，將多余的電能通過雙向直流變換器儲存到蓄電池或超級電容中；當日光不足時，光伏陣列不足以提供負載所需的電能，雙向直流變換器反向工作向負載提供電能。雙向直流變換器作為蓄電池的充放電管理器,它的電氣性能直接影響到發電系統蓄電池的效率和使用壽命。
5.逆變器
如今在很多場合都需要提供AC220V或AC110V的交流電源，由于太陽能電池直接輸出的電壓一般都為DC12V、DC24V、DC48V，為了能夠向AC220V或AC110V的電器提供電能，因此需要將太陽能發電系統產生的直流電轉換成交流電，需要使用直流轉交流（DC-AC）的逆變器。逆變器是系統的關鍵部件，具有較高的要求：a.具有較高的效率。因為太陽電池的價格相對比較昂貴，為了能夠最大限度地利用太陽電池，則需要提高系統的效率，必須要想方設法的提高逆變電源的效率。b.具有較高的可靠性。因為光伏發電系統主要使用在邊遠地區，許多電站都無人值守和維護，所以就要求逆變電源具有合理的電路結構，可靠性比較高。同時逆變電源要具備各種保護功能。C.直流輸入電壓有較寬的適應范圍。因為太陽能電池的端電壓隨著負載和日照強度的變化而變化，雖然蓄電池能對太陽能電池的電壓起到鉗位作用，但是蓄電池的電壓也會隨著蓄電池的剩余容量和內阻的變化而波動，因此就需要逆變電源必須在較大的直流輸入電壓范圍內保證正常的工作，并保證交流輸出電壓的穩定。d.在中、大容量的光伏發電系統中，逆變電源的輸出應該是失真度較小的正弦波電壓。因為在中、大容量系統中，如果采用方波供電，則輸出將會含有較多的諧波分量，高次諧波也將產生附加損耗，同時許多光伏發電系統的負載為通信或儀表設備，這些設備對于電網的品質有較高的要求，且為了避免對公共電網的電力污染，也要求逆變器輸出正弦波電流。
圖2 太陽能光伏發電并網發電系統
3、結論
太陽能發電是目前最大的綠色能源，太陽能的利用在今后將是我國能源結構調整以及變革比較可行的解決方案。目前我國是全球前十大太陽能光伏發電市場中，唯一位于陽光地帶地區的國家，經過多年的發展和技術上的突破，我國已經擁有世界上最大規模的太陽能光伏發電能力，隨著其技術的日益成熟，成本也將進一步不斷的降低，太陽能光伏發電不論是從技術方面還是應用的角度都具備了走入尋常百姓的生活中，相信在不久的將來綠色節能低碳環保的新生活會走進千家萬戶。
參考文獻
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引言
近年來，變頻器與變頻電機組成的拖動系統在生產中發揮著重要的作用。然而在使用中經常發現變頻器與變頻電機不能很好地匹配，這個問題嚴重困擾著變頻器及變頻電機的生產廠家。因此有必要研發SPWM穩頻穩壓電源，使電源頻率可調范圍為0～500Hz，電壓可調范圍為0～420V（基波）。且能顯示電機實際響應的SPWM波的電壓(Vpwm)、電流、頻率和功率等。這樣，變頻器的生產廠家就可以該電源為標準，測量出與之配套的變頻電機真實使用的電壓值、電流值、頻率值，來調校變頻器的矢量控制參數或v/f控制參數。而電機生產廠家也可根據該標準電源來調整電機的參數，使其與變頻器匹配。
圖1
1 工作原理及測量系統分析
如圖1所示，SPWM穩頻穩壓電源主電路與市面上成熟的SPWM逆變電源類似。當交流電機和一個脈寬調制變頻器一起被用于變頻調速時，設計Vpwm是為了測量交流電機有效電壓。這種類型的變頻器首先從交流源產生一個直流電壓E，被稱為直流鏈電壓。然后利用電力電子變換技術，采用脈寬調制來變換直流鏈電壓，可以得到一個三相電源系統，例如：通過IGBT在數ms內將直流電壓開關數百次，來創建頻率可調的三相電壓。然而輸出電壓并不是正弦波，而是一個恒幅值的高頻斬波波形，如圖2所示。這種電壓被送給電機，由于電機是一個大的感性負載，主要對電源電壓低頻部分作出響應，故電流波形僅具有少量的高頻成分，近似為一個正弦波。對于系統設計者和使用者，能夠測量出電機實際接收到的電壓Vpwm，檢查電機的矢量參數或v/f是否超出范圍是非常重要的。如果長時間超出電機的標稱v/f值（例如，電機在高頻、低速下運轉），電機將會發熱，甚至損壞，而產生嚴重后果。然而需要注意的是，用電壓表測量該斬波波形的電壓是有效值Vrms，而電機響應的實際有效電壓Vpwm與圖2的脈寬調制波的有效值Vrms之間存在非常大的誤差。例如某系統，當Vpwm=144V時，Vrms=192V，誤差率為（192－144）/144=33.3％
采樣經檢測系統將數據送給控制系統。控制系統通過計算基頻的整個周期的絕對平均電壓的有效值即均方根值檢測出VPWM。
例如，當載波比N=ωc/ωs取3的奇整倍數時，線電壓uab的傅立葉級數表達式為
式中：M為調制度；
m與n分別為相對于載波和調制波的諧波次數；
ωc，ωs分別為載波和調制波的角頻率。
同樣可推導出線電壓ubc及uca的方程式。顯然幅值很高的載波成分被消除掉了；載波諧波也被消除；它們的上下邊頻中的零序諧波成分也不存在了；上式中sin是消除m和n的同時為偶數或同時為奇數時的那些項。表1為uab中諧波的通用值。
表1 uab中諧波的通用值
km±n
M
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1
0.122
0.245
0.267
0.490
0.612
m±2
0.010
0.037
0.080
0.135
0.195
m±4
0.005
0.011
2m±1
0.116
0.200
0.227
0.192
0.111
2m±5
0.008
0.020
3m±2
0.027
0.085
0.124
0.108
0.038
3m±4
0.007
0.029
0.064
0.096
4m±1
0.100
0.096
0.005
0.064
0.042
4m±5
0.021
0.051
0.073
4m±7
0.010
0.030
圖3所示的是在信號中存在高頻成分時諧波和基波相迭加的情景。諧波的次數越高對平均值的影響越小。
采用圖1的測量系統，取輸出信號的基頻和測量基頻的整數個周期，將有關數據傳送給控制系統，控制系統通過計算基頻波的均方根值（有效值），最終顯示出電機實際響應的Vpwm值。
2 穩壓穩頻系統設計方法
在穩頻穩壓SPWM電源設計前?須明確系統要求的技術指標，根據這些指標進行系統的靜態和動態設計，從而明確各單元電路應達到的主要技術指標。合理地分給各個單元，然后進行參數計算。正確的參數被送給數字電路進行程序設計來控制頻率與電壓。由圖4穩幅原理框圖，得到圖5閉環系統結構圖。
2.1 靜態設計
由圖5可推導出靜態特征方程
Uo=KUnUi/(1＋αK1K2Ui) （2）
則靜態結構圖如圖6所示。
根據靜態特征方程和系統的技術指標，可確定各單元電路的技術指標。
2.2 動態設計
由于各單元電路均可能存在延時，它們將影響系統的動態性能，并可能引起系統振蕩。設總延時為Ts，功放是閉環系統中延時最大的環節，其傳遞函數為
K2/(1＋Tss) （3）
積分乘法器的傳遞函數為
Ui(1＋Ts)/Ts （4）
反饋電路因有濾波環節，其傳遞函數為
α/(1＋Tns) （5）
則得系統的動態結構圖如圖7所示。根據系統的最終校正即可確定系統開環放大倍數。
2.3 保護設計
SPWM穩頻穩壓電源的保護與UPS、變頻器保護一樣，具有過流、過壓保護；di/dt、du/dt限制保護。建議采用目前已相當成熟的軟開關技術來實現。
關鍵詞：太陽能發電； 逆變器； 直接電流跟蹤控制； 并網電流
中圖分類號：TN710-34； TM92 文獻標識碼：A 文章編號：1004-373X(2011)24-0209-02
Research on a New Type of Grid-connected Photovoltaic Inverter
PAN Jian
（School of Physics and Electronics Electrical Engineering, Huaiyin Normal University, Huai’an 223300, China）
Abstract： PI control strategy is commonly used in traditional solar grid-connected inverters, but itn has shortcomings of low accuracy and poor robustness. In order to overcome the shortcomings of the traditional PI control, a new control strategy for the grid-connected PV inverter based on direct current tracking control is proposed in this paper. The new control strategy combined the traditional PI control with the modern repetitive control theory. It can effectively restrain the current periodic disturbance of network and load side, and reduce the THD of grid current. The experimental result shows that the new control strategy can improve the grid-connected current waveform, and guarantee the output current of the inverter is same-frequency and same-phase with grid voltage. It can meet the requirements of photovoltaic grid-connected generation.
Keywords： photovoltaic generation; inverter; direct current tracking control; grid-connection
收稿日期：2011-08-26
基金項目：淮安市科技支撐計劃（工業）(HAG2010026)
進入21世紀以來，世界各國都加大了對太陽能光伏發電系統的研究，各種并網發電裝置的應用逐漸增多。然而，隨著投入使用的并網逆變裝置增多，其輸出的并網電流諧波對電網電壓的污染也越來越大［1-3］。為降低并網電流對電網的諧波污染，需要對并網逆變器的控制算法進行研究和改進。該系統采用重復控制［4-6］技術來抑制電網側和負載側對并網輸出電流的周期性擾動，降低并網輸出電流的THD值，減小并網電流對電網的諧波污染。
1 系統組成
1.1 主電路結構
圖1為系統的主電路及控制結構圖，它屬輸出電流控制的電壓型有源逆變器。系統采用由智能功率模塊構成的全橋結構。由圖1可知，太陽能陣列輸出的能量先經過全橋逆變和電感濾波，以受控電流源的方式并入電網。其控制過程是：與電網電壓同頻同相的參考電流給定值與實際的并網電流瞬時反饋值進行比較，差值通過PI調節器處理后，與實際的電網電壓瞬時反饋值進行比較，再經三角波調制，輸出正弦波脈寬調制信號，經驅動電路放大，驅動功率開關器件，從而產生與電網電壓同頻同相的正弦波電流。
1.2 系統逆變環節的數學模型
圖1中取流經濾波電感L的電流iL為狀態變量。則由圖1可得：uab=unet+L(di/dt)+ir
(1)由式(1)經過Laplas變換，可解出i(s):i(s)= [1/(sL+r) ]［uab(s)－unet(s)］
(2)式中:uab是未經濾波的逆變器輸出電壓；r為線路的等效電阻。
當逆變器的開關頻率較高時，忽略開關器件和死區特性的影響，SPWM控制方式下的橋式逆變器可近似為一個等效的放大系數為K的放大環節，即：G(s)=K
(3) 由式(2)和式(3)可得系統結構圖見圖2。
2 系統控制策略
為了使逆變器輸出良好的并網電流波形，必須對逆變器的輸出并網電流進行閉環控制。死區、逆變器內部的不對稱因素、直流側電壓和電網等擾動的存在都會使逆變器輸出的并網電流波形畸變。而采用傳統的PI控制來跟蹤正弦給定信號時并不能實現該系統的無靜差跟蹤。
根據自動控制理論［7］，在實際系統既有輸入信號作用，又存在擾動的情況下，為了減小或消除系統在輸入和擾動同時作用下的穩態誤差，可以采用如下辦法：加大擾動作用點之前的前向通道增益，可以減小穩態誤差，但對高階系統而言，過大的增益會使系統動態性能惡化；在擾動作用點之前的前向通道中引入積分環節，可以消除系統的穩態誤差，然而積分環節的引入對系統的穩定性是不利的；采用前饋補償的方法。這一方法既可以使系統有較高的穩態精度，又可有良好的動態性能。因此，在并網電流的跟蹤控制過程中，為了抵消電網電壓及其擾動量的影響，系統采用電網電壓前饋控制［8-10］。為了改善系統的穩態性能，抑制網側和負載側對并網輸出電流的周期性擾動，降低并網輸出電流的THD值，該系統在PI控制的基礎上引入了重復控制技術。系統控制原理圖如圖3所示。
結合上述控制策略，本文進行了太陽能并網逆變器的實驗研究，實驗參數如下：輸出功率為1 kW，開關頻率為20 kHz，濾波電感為0.5 mH，控制芯片采用TI公司的TMS320LF2407A。并網電流inet和電網電壓unet實驗波形如圖4所示（為了便于觀看，電流信號反相）。由實驗結果可以看出，采用上述控制策略時，并網電流波形較好，完全能夠滿足THD的要求。
3 結 語
為降低并網電流對電網的諧波污染，本文對太陽能并網逆變器的控制策略進行改進，提出一種新型的基于直接電流跟蹤控制的太陽能并網逆變器控制策略。本文對該控制算法進行了理論分析并進行了相關實驗。實驗結果表明，新的控制策略可以有效改善并網電流波形，降低并網輸出電流的THD值，減小并網電流對電網的諧波污染。
參 考 文 獻
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【關鍵詞】風力電器；故障，應對措施
中圖分類號：TM5文獻標識碼： A
一、前言
風力發電是我國目前正在研究的新能源，它是一項非常清潔的能源。但是它在運行的過程中會出現一些故障，那么為了能夠讓風力發電得到很好的養護和發展，本文就風力發電的運行中的故障的原因和應對措施做一些相對簡單的剖析。詳情請看下文的詳細描述。
二、風電電氣系統組成
1、發電機。按類型分為同步和異步發電機；勵磁和永磁發電機；直流和交流發電機。按運行方式又分為內轉子和外轉子。現有國產離網型風力發電機多采用同步三相永磁式交流發電機，而且是直接驅動的低轉速、內轉子運行方式。這種發電機為永磁體轉子，無勵磁電流損耗，它比同容量電勵磁發電機效率高、重量輕、體積小、制造工藝簡便、無輸電滑環，運轉時安全可靠，容易實現免維護運行。它的缺點是電壓調節性能差。
一種爪極無刷自勵磁交流發電機，具備勵磁電流自動調節功能。在為獨立運行的小型風力發電機配套時，可以有效的避免因風速變化，發電機轉速變化而引起的端電壓波動，使發電機的電壓和電流輸出保持平穩
2、控制器。功率容量幾千瓦的離網型風電系統常配置簡易的控制器。它包括三相全橋整流、電壓限制、分流卸載電阻箱、對蓄電池充電時的充放保護和容量10kVA以下逆變電源。逆變電源輸出的交流電波形分正弦波和方波，感性負載宜采用正弦波形的逆變電源。
電系統對配套控制系統的基本要求如下：（一）整流器件的耐電壓、耐電流的高限值要有充足的裕度，推薦3倍以上；（二）向蓄電池充電的控制系統，以充電電流為主控元素，控制蓄電池的均充、浮充轉換，以均充電流、浮充電壓、充電時間作為控制條件，按蓄電池的充電、放電技術規范進行充、放電；（三）向逆變器供電的控制系統應滿足逆變電源所需直流電壓和容量的要求；（四）卸荷分流要兼容電壓調控分流和防止風力機超轉速加載兩項控制；（五）檢測風力機轉速、輸出電壓、輸出電流、機組振動等狀態超過限定值或允許范圍時，控制系統自動給風力機加載，同時實施制動；（六）應具備短路、直流電壓“+”、“-”反接、蓄電池過放電、防雷擊等安全保護功能。
3、蓄電池組風能是隨機性的能源，高峰和低谷落差甚大，且具有間歇性，極不穩定。為有效地利用風能必須配備蓄能裝置。當前風力發電系統可選擇的蓄能方式有：蓄電池蓄能、飛輪蓄能、提水蓄能、壓縮空氣蓄能、電解水制氫蓄能等幾種。離網風力發電系統廣泛采用蓄電池作為蓄能裝置。蓄電池的作用是當風力強勁、風力機發電量大，或用電負荷少時，將電能存入蓄電池；當風力較弱，或用電負荷較大時，蓄電池中的電能向負荷供電，以補充風電的不足，保持風力發電系統持續穩定供電的運行狀態。
三、常見故障和機理分析
風電機組多安裝在高山、荒野、海灘、海島等風口處，常年經受無規律的變向變負荷的風力作用以及強陣風的沖擊和酷暑嚴寒極端溫差的影響，從而導致其故障頻發。可見，電氣系統是機組中最常發生故障的部件，其次是傳感器和葉片、變槳裝置。以下僅分析幾種常見的主要故障。
1、齒輪箱故障
齒輪箱是升速型風電機的重要組成部件，其作用是將風輪在風力作用下所產生的動力傳遞給發電機并使其得到相應的轉速。根據風輪和發電機的特點，機組的質量、剛度以及傳動軸的耦合、等情況，齒輪箱在使用過程中將承受靜態和動態載荷，從而可能產生各種類型的故障。由于制造安裝、操作維護、、承載大小等方面的條件不同，故障發生的時間和程度有很大差異。
2、電氣系統故障
風電機組的電氣系統通過變頻器等電氣設備與電網連接，向電網輸送電能，同時控制電能參數。現代設計通過變頻器等電氣設備來控制功率和頻率，實現風電機組的軟并網。在大功率并網型風力發電系統中，雙饋型電機轉子側變頻調速恒頻發電系統性價比較高，近年來被廣泛應用。電氣系統部件較多，故障種類也較多，主要有短路、過電流、過載、過電壓、欠電壓、過溫、接地、無法啟動變頻器等故障。
3、發電機故障
發電機的作用將旋轉的機械能轉化為電能，其型式較多，目前國內外采用最多的是雙饋式異步發電機。風機中最容易發生故障的部件是軸承、定子和轉子。定子和轉子故障主要包括匝間繞組開路、單個或多個繞組短路、定子繞組連接異常、轉子導條和端環斷裂（籠型轉子）、靜態或動態氣隙偏心等。異步電機出現故障時可能出現以下現象：內部電氣不對稱，氣隙磁通和相電流諧波分量增加，轉矩波動增強、均值下降，電機損耗增加、效率降低，繞組過熱等。
四、常見故障診斷法
1、部件交換法。所謂部件交換法就是在分析出故障大致起因的情況下，維修人員可以利用備用的印刷電路板、模塊、傳感器、繼電器、集成電路等替換有疑點的部分，甚至用控制系統中已有的相同類型的部件來直接替換，從而把故障范圍縮小到印刷線路板單元或芯片一級某一元件。這實際上也是在驗證分析的正確性。
2、接口狀態檢查法。現代電控系統都將 PLC 集成于其中，而電控系統與 PLC 之間則以一系列接口信號形式以某一特定協議相互通訊聯接。有些故障是與接口信號錯誤或丟失相關的，這些接口信號有的可以在相應的接口板和輸入輸出 PLC 上有指示燈顯示，有的可以通過簡單操作在 LCD、CRT 等人機界面上顯示，而所有的接口信號都可以用廠家專用的診斷軟件或編程器調出。
3、參數調整法。風力發電機的電控系統的 PLC 及伺服驅動系統都設了許多可以修改的參數，以適應不同的運行工況和功能狀態要求。這些參數不僅使電氣系統與具體風機相匹配，而且更是使風機各項功能達到最佳化所必需的。
4、快照分析法。現代風力發電機無一例外都設計有計算機自動化控制系統，故障診斷軟件的使用非常有效，風機正常運行時各種動態參數和故障前后的參數變化都是被實時記錄的，故障事件數據或事故現場狀態重放還具有計算機系統特有的不可抵賴性（數據真實）。風機故障數據快照功能給我們維修處理工作帶來很大的方便。
五、設備的維修
1、風電設備維修方法： 風力發電機劇烈抖動時有發生，多數是因主要工作部件螺栓松動引起的。若螺栓松動，將松動的螺栓擰緊即可；若定槳距風輪葉片變形，需要卸下修復或更換新葉片，若變槳距風輪出現卡滯，此時應卸下風輪，取下葉片，并用汽油清洗變槳距的滑槽、滑塊和彈簧等零件，然后再重新裝回原位。
2、在風電設備維修時，風機調向不靈故障的解決方法如下：卸下回轉體，清洗后，若沒有安裝軸承，則需要補裝壓力軸承，若長期沒有保養，使油泥過多或根本沒有加油，則需認真清洗后，再涂新黃油即可。
3、在風電設備維修時，異常雜音的排除方法：發現風機運轉工作時有異常雜音，應立即停機檢查。若緊固件螺絲松動，加好彈簧墊擰緊即可，若風輪與其他部件摩擦，找出故障點，調整或檢修排除。若不屬以上原因，則異常雜音可能出在發電機前，后軸承部位，此時應打開發電機前，后軸承蓋，檢查軸承，對軸承部件清洗或更換新軸承，并加好黃油，將發電機前、后軸承蓋裝回原位即可。
六、結束語
綜上所述，我們發現在瘋癲電器運行中存在著很多的原因會導致故障的發生，那么為了減少這些故障的放生，在文中我做了相對簡單的介紹，希望能夠讓大家了解和注意。風帶電氣運行中，除了上文我所介紹的還有一些問題是我沒有提到的，它們也是非常重要的，希望能夠引起我們在以后的工作中的注意。非常感謝大家的閱讀。
參考文獻
[1]《風力發電機組原理與應用》機械工業出版社 2011年6月 姚興佳 宋俊編著
關鍵詞：兩級功率因數校正 組合控制器 實驗分析
中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2013）02-0128-02
1 緒論
隨著電力電子器件的迅速發展，如變頻器、逆變電源、高頻開關電源等各類變流器在生活、生產的各個領域中得到了廣泛的應用。由于這些變流裝置基本上都是通過整流環節來獲得直流電源，而整流環節廣泛采用的是二極管不控整流或晶閘管相控整流電路，因而對電網注入了大量的諧波及無功，造成了嚴重的電網“污染”。解決電網“污染”最根本有效的措施就是變流裝置實現網側電流正弦化，且運行于單位功率因數。
為了抑制開關電源的諧波，有源功率因數校正（Active Power Factor Correction，APFC）技術是最為有效的方法，成為開關電源研究的重要領域和電力電子研究的熱點之一[1]。
2 組合控制器FAN4800簡介
FAN4800是應用于功率因數校正設備的一種控制器。PFC電路允許使用更小的，低成本的大容量電容器，進而減小線路電力負荷及開關功率管上的應力，最終完全滿足IEC-1000-3-2的規范。FAN4800包括執行前緣電路，平均電流電路，升壓型功率因數校正電路和一個尾緣PWM電路。1A門級驅動能力盡可能的減少的外部驅動電路的需要。低功率的需求提高了效率并降低了元器件的成本。過壓比較器可以在負載突然減小時關閉PFC部分。PFC部分還包括峰值電路和輸入電壓掉電保護。PWM部分可以工作在電流或電壓模式，最高工作頻率250kHz，還有一個準確的50%的占空比限制，以防止變壓器飽和。FAN4800包括一個PWM部分折合后的電流限制，以提供短路保護。
3 電路設計
根據以上組合控制器FAN4800的介紹，設計一臺容量為240W的BoostPFC+單管正激變換器的兩級PFC變換器。利用兩級功率因數校正復合芯片，主電路采用前級功率因數校正電路和后級直流/直流變換器拓撲結構。實驗主電路如圖1所示。
主電路采用兩級電路，前級為Boost，后級為正激電路，前級是為實現PFC功能，采用平均電流的控制策略，其占空比理論為0～1，實際中由于輸入電壓為饅頭波，其幅值從0V變化到273.6V，因此開關的占空比變化范圍為1-Vin_max/VB～1-Vin_min/VB（0.286～1）。后級采用PWM整流的方法控制實現調壓功能，由于正激變換器采用的繞組復位的方式，所以其占空比變化范圍與原邊繞組與磁復位繞組的匝比相關。
Boost-PFC電路采用平均電流控制策略，而實現電壓與電流雙閉環控制[2]。由于采用的是Boost電路，因此輸出電壓要比輸入電壓的峰值大，由于輸入電壓的范圍為100VAC-240VAC，所以Boost-PFC輸出電壓的大小至少要大于339.36V，而且開關管Q1的最小占空比有要求，不能太小。因此往往Boost-PFC的輸出電壓取得更高，此處取的是383V。正因為如此，而最終的輸出電壓為24V，因此有必要加入后級電路進行輸出電壓調節。
4 實驗結果分析
圖2為兩級功率因數校正變換器的輸入電壓和電流的波形。從波形上分析可得，輸入電流波形與輸入電壓波形在相位上基本保持一致，波形為正弦波，從而使功率因數接近于1。
根據實驗數據得出輸入電壓240V時，負載電流I與效率值之間的關系曲線如圖3，負載電流越大，效率值越高。
不同輸入電壓值時，PF值與負載電流I之間的關系曲線如圖4。同一輸入電壓下，負載電流越大，PF值越高；同一負載電流下，輸入電壓越高，PF值越小。
實驗中用萬用表測得兩級PFC電路的輸出電壓為V，達到預期目標。
本論文在前面理論分析的基礎上，采用兩級PFC復合芯片，設計了一臺容量為240W的Boost PFC+單管正激變換器的兩級PFC變換器，通過實驗驗證、分析實驗結果表明，本設計能夠達到預定的效果，穩定、正常地工作。
參考文獻
關鍵詞：三相異步電動機；通用變頻器；PWM技術；全數字化控制系統
中圖分類號：TM921
文獻標識碼：A
文章編號：1009-2374（2012）21-0010-03
近年來，隨著能源日益減少，新型節電設備的不斷更新和科學技術的飛躍發展，合理化的設計和節電設備的日益廣泛應用，給人們工作和生活帶來了更多的方便。
1 交流電動機調速系統的發展過程
1.1 交流電動機勵磁調速
早期用原動機來驅動一臺發電機，而通過控制發電機的勵磁來調節發電機的輸出電壓，借此來調節被驅動電機的轉速和電機有功功率輸出，還可以關閉和起動電機。
1.2 電流電動機可控整流調速
隨著科學技術不斷發展，發明了通過晶閘管的導通時間來控制電壓（可控整流技術）。首先是調速系統響應速度得到了很大提高，并且很好地解決了低速情況下的電流斷續問題。可控硅調速是用改變可控硅導通角的方法來改變電動機端電壓的波形，從而改變電動機端電壓的有效值，達到調速的
目的。
1.3 內容摘要
1.3.1 變頻調速方法
變頻調速是改變電動機定子電源的頻率，從而改變其同步轉速的調速方法。變頻調速系統主要通過變頻器進行，變頻器可分成交流－直流－交流變頻器和交流－交流變頻器兩大類，目前國內大都使用交流－直流－交流變頻器。
變頻調速技術的基本原理是根據電機轉速與工作電源輸入頻率成正比的關系：（式中n、f、s、p分別表示轉速、輸入頻率、電機轉差率、電機磁極對數），通過改變電動機工作電源頻率達到改變電機轉速的目的。
1.3.2 變極對數調速方法
這種調速方法是用改變定子繞組的接紅方式來改變籠型電動機定子極對數達到調速目的，本方法適用于不需要無級調速的生產機械，如金屬切削機床、升降機、起重設備、風機、水泵等。
變頻器調速的特點是平穩、可根據需要調節速度，是未來交流電動機的發展方向。
2 交流電動機調速系統方案論證
2.1 單片機調速
隨著全球范圍的數字化控制系統的發展，人們對數字化信息的依賴程度也越來越高。實現調速系統全數字化控制不僅能使交流調速系統與信息系統緊密結合，而且可以提高交流調速系統自身的
功能。
由于交流電機控制理論不斷發展，控制策略和控制算法也日益復雜。擴展卡、濾波器、FFT、狀態觀測器、自適應控制、人工神經網絡等均應用到了各種交流電機的矢量控制或直接轉矩控制當中。因此，DSP芯片在全數字化的高性能交流調速系統中找到施展身手的舞臺。在交流調速的全數字化的過程當中，各種總線也扮演了相當重要的角色。STD總線、工業PC總線、現場總線以及CAN總線等在交流調速系統的自動化應用領域起到了重要的作用。
2.2 PWM調速
PWM控制是交流調速系統的控制核心，它可以完成任何控制算法的最終實現。
關于PWM控制方案已經在各領域有了多個版本的應用，尤其是微處理器技術應用在PWM技術之后，總是不斷有新的技術更新，從開始追求電壓波形的正弦，到電流波形的正弦，再到磁通的正弦；從最初效率最大化、轉矩脈動少到后來的以消除噪音為主攻課題，這些都是PWM控制技術的不斷升級和完善。目前，越來越多的新方案不斷地被提出和應用，說明這項技術的應用空間十分廣泛。其中，空間矢量PWM技術以其電壓利用率高、控制算法簡單、電流諧波小等特點在交流調速系統中得到了越來越多的應用。V/f恒定、速度開環控制的通用變頻調速系統和滑差頻率速度閉環控制系統，基本上解決了異步電機平滑調速的問題。然而，當生產機械對調速系統的動靜態性能提出更高要求時，上述系統還是比直流調速系統略遜一籌。原因在于，其系統控制的規律是從異步電機穩態等效電路和穩態轉矩公式出發推導出穩態值控制，完全不考慮過渡過程，系統在穩定性、起動及低速時轉矩動態響應等方面的性能尚不能令人滿意。
異步電機是一個多變量、強耦合、非線性的時變參數系統，很難直接通過外加信號準確控制電磁轉矩，但若以轉子磁通這一旋轉的空間矢量為參考坐標，利用從靜止坐標系到旋轉坐標系之間的變換，則可以把定子電流中勵磁電流分量與轉矩電流分量變成標量獨立開來，進行分別控制。這樣，通過坐標變換重建的電動機模型就可等效為一臺直流電動機，從而可像直流電動機那樣進行快速的轉矩和磁通控制即矢量控制。
3 交流電動機調速系統主電路設計
綜合設備除了計算機外，其他設備的傳動、機床、機器人和自動裝置的傳動、電動汽車以及火車傳動等，都離不開調速系統。經過漫長的發展，交流調速電氣傳動已上升為電氣調速的主導潮流，一步一步取代傳統的直流調速傳動。
變頻器對變換的逆變電源成為變頻電源的形式，主要是利用了電機調速用的變頻調速器，從而使普通的交流穩壓電源形式得到變化的效果，所以對變頻電源的主要功能是將現有的交流電網電源變換成所需要頻率的穩定的純凈的正弦波電源的效果，理想的交流電源的特點是頻率的穩定。異步電動機與同步發電機同軸連接，通過變頻器控制電動機的轉速可以準確控制發電機輸出電流的頻率大小，而同步發電機輸出電壓幅值E與磁通Φ有關，因此調節勵磁單元所提供的勵磁電流即可以控制發電機輸出電壓的幅值，最終達到電壓、頻率分別可調，波形為正弦波。
PLC是整個控制系統的核心，它可以給變頻器輸出轉速信號，控制電機的轉速；可以按照擬定的控制策略給出勵磁單元控制信號，實現與發電機同步電頻可調。從而實現整個變頻電源輸出頻率、幅值的連續可調。同時，與觸摸屏進行實時通訊，為觸摸屏的顯示提供數據，并對于觸摸屏輸入的信息進行處理等，更加人性化。
變頻恒壓供水節制系統通過測到的管網壓力，經變頻器的內置PID調節器運算后，調節輸出頻率，實現管網的恒壓供水。變頻器的頻率超限信號（一般可作為管網壓力極限信號）可適時報信PLC舉行變頻泵邏輯切換。為防止水錘征象的孕育發生，泵的啟停將聯動其出口閥門。
假定系統由四臺水泵、一臺變頻器、一臺PLC和一個壓力變送器及若干輔助器件構成。安裝于供水管道上的壓力變送器將管網壓力轉換成0～5V或4～20mA的電信號；變頻調速器用于調節水泵轉速；PLC用于邏輯切換。如果1#水泵到50Hz但實際值沒達到設定值時，1#水泵轉到工頻，約10秒后，變頻器帶2#水泵加速，如果還沒達到設定值時，2#水泵轉到工頻，約10秒后變頻器帶3#水泵加速，加到某一頻率值，實際值得到設定值時，變頻器開始減速到0Hz后，1#工頻泵停機，2#工頻泵停機，保持實際值不變，夜間用水量較少時，管網中剩一臺變頻泵而且頻率下降到約35Hz，實際值≥設定值時，約2分鐘后，小泵開始啟動，到P2（小泵上限壓力）值時小泵停機，這時水泵全部休息，管網壓力由氣壓罐供水狀態，P2值下降到小泵啟動壓力值時P1小泵啟動，用水量較少時壓力到P2時停機，如果用水量較多時，小泵啟動，而Hz值低于P1值時，變頻器開始帶大泵加速到35Hz時，把小泵甩開。如此循環往復工作，大大節約了日趨緊張的用電。
此外，上面所說的系統還配備了輔助電路，以保障自己主動節制系統出現故障時可通過人工調節體式格局維持系統運行，包管連續生產，使整套系統正常運行。
參考文獻
[1] 王占奎，等．交流變頻調速應用例集[M]．北京：科學出版社，1995．
