時間：2023-03-28 15:11:59
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇濾波器設計論文，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
關鍵詞：數字濾波器MATLABFIRIIR
引言：
在電力系統微機保護和二次控制中，很多信號的處理與分析都是基于對正弦基波和某些整次諧波的分析，而系統電壓電流信號（尤其是故障瞬變過程）中混有各種復雜成分，所以濾波器一直是電力系統二次裝置的關鍵部件【1】。目前微機保護和二次信號處理軟件主要采用數字濾波器。傳統的數字濾波器設計使用繁瑣的公式計算，改變參數后需要重新計算，在設計濾波器尤其是高階濾波器時工作量很大。利用MATLAB信號處理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的實現數字濾波器的設計與仿真。
1數字濾波器及傳統設計方法
數字濾波器可以理解為是一個計算程序或算法，將代表輸入信號的數字時間序列轉化為代表輸出信號的數字時間序列，并在轉化過程中，使信號按預定的形式變化。數字濾波器有多種分類，根據數字濾波器沖激響應的時域特征，可將數字濾波器分為兩種，即無限長沖激響應（IIR）濾波器和有限長沖激響應（FIR）濾波器。
IIR數字濾波器具有無限寬的沖激響應，與模擬濾波器相匹配。所以IIR濾波器的設計可以采取在模擬濾波器設計的基礎上進一步變換的方法。FIR數字濾波器的單位脈沖響應是有限長序列。它的設計問題實質上是確定能滿足所要求的轉移序列或脈沖響應的常數問題，設計方法主要有窗函數法、頻率采樣法和等波紋最佳逼近法等。
在對濾波器實際設計時，整個過程的運算量是很大的。例如利用窗函數法【2】設計M階FIR低通濾波器時，首先要根據（1）式計算出理想低通濾波器的單位沖激響應序列，然后根據（2）式計算出M個濾波器系數。當濾波器階數比較高時，計算量比較大，設計過程中改變參數或濾波器類型時都要重新計算。
設計完成后對已設計的濾波器的頻率響應要進行校核，要得到幅頻相頻響應特性，運算量也是很大的。我們平時所要設計的數字濾波器，階數和類型并不一定是完全給定的，很多時候都是要根據設計要求和濾波效果不斷的調整，以達到設計的最優化。在這種情況下，濾波器的設計就要進行大量復雜的運算，單純的靠公式計算和編制簡單的程序很難在短時間內完成設計。利用MATLAB強大的計算功能進行計算機輔助設計，可以快速有效的設計數字濾波器，大大的簡化了計算量，直觀簡便。
2數字濾波器的MATLAB設計
2.1FDATool界面設計
2.1.1FDATool的介紹
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信號處理工具箱里專用的濾波器設計分析工具，MATLAB6.0以上的版本還專門增加了濾波器設計工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以設計幾乎所有的基本的常規濾波器，包括FIR和IIR的各種設計方法。它操作簡單，方便靈活。
FDATool界面總共分兩大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用來設置濾波器的設計參數，另一部分則是特性區，在界面的上半部分，用來顯示濾波器的各種特性。DesignFilter部分主要分為：
FilterType（濾波器類型）選項，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（帶通）、Bandstop（帶阻）和特殊的FIR濾波器。
DesignMethod（設計方法）選項，包括IIR濾波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（橢圓濾波器）法和FIR濾波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函數）法。
FilterOrder（濾波器階數）選項，定義濾波器的階數，包括SpecifyOrder（指定階數）和MinimumOrder（最小階數）。在SpecifyOrder中填入所要設計的濾波器的階數（N階濾波器，SpecifyOrder＝N-1），如果選擇MinimumOrder則MATLAB根據所選擇的濾波器類型自動使用最小階數。
FrenquencySpecifications選項，可以詳細定義頻帶的各參數，包括采樣頻率Fs和頻帶的截止頻率。它的具體選項由FilterType選項和DesignMethod選項決定，例如Bandpass（帶通）濾波器需要定義Fstop1（下阻帶截止頻率）、Fpass1（通帶下限截止頻率）、Fpass2（通帶上限截止頻率）、Fstop2（上阻帶截止頻率），而Lowpass（低通）濾波器只需要定義Fstop1、Fpass1。采用窗函數設計濾波器時，由于過渡帶是由窗函數的類型和階數所決定的，所以只需要定義通帶截止頻率，而不必定義阻帶參數。
MagnitudeSpecifications選項，可以定義幅值衰減的情況。例如設計帶通濾波器時，可以定義Wstop1（頻率Fstop1處的幅值衰減）、Wpass（通帶范圍內的幅值衰減）、Wstop2（頻率Fstop2處的幅值衰減）。當采用窗函數設計時，通帶截止頻率處的幅值衰減固定為6db，所以不必定義。
WindowSpecifications選項，當選取采用窗函數設計時，該選項可定義，它包含了各種窗函數。
2.1.2帶通濾波器設計實例
本文將以一個FIR濾波器的設計為例來說明如何使用MATLAB設計數字濾波器：在小電流接地系統中注入83.3Hz的正弦信號，對其進行跟蹤分析，要求設計一帶通數字濾波器，濾除工頻及整次諧波，以便在非常復雜的信號中分離出該注入信號。參數要求：96階FIR數字濾波器，采樣頻率1000Hz，采用Hamming窗函數設計。
本例中，首先在FilterType中選擇Bandpass（帶通濾波器）；在DesignMethod選項中選擇FIRWindow（FIR濾波器窗函數法），接著在WindowSpecifications選項中選取Hamming；指定FilterOrder項中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函數法設計，只要給出通帶下限截止頻率Fc1和通帶上限截止頻率Fc2，選取Fc1＝70Hz，Fc2＝84Hz。設置完以后點擊DesignFilter即可得到所設計的FIR濾波器。通過菜單選項Analysis可以在特性區看到所設計濾波器的幅頻響應、相頻響應、零極點配置和濾波器系數等各種特性。設計完成后將結果保存為1.fda文件。
在設計過程中，可以對比濾波器幅頻相頻特性和設計要求，隨時調整參數和濾波器類型，
以便得到最佳效果。其它類型的FIR濾波器和IIR濾波器也都可以使用FDATool來設計。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序設計法
在MATLAB中，對各種濾波器的設計都有相應的計算振幅響應的函數【3】，可以用來做濾波器的程序設計。
上例的帶通濾波器可以用程序設計：
c=95;％定義濾波器階數96階
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%參數轉換，將模擬濾波器的技術指標轉換為數字濾波器的技術指標
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函數
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用標準響應的加窗設計函數fir1
freqz(h,1,512);％數字濾波器頻率響應
在MATLAB環境下運行該程序即可得到濾波器幅頻相頻響應曲線和濾波器系數h。篇幅所限，這里不再將源程序詳細列出。
3Simulink仿真
本文通過調用Simulink中的功能模塊構成數字濾波器的仿真框圖，在仿真過程中，可以雙擊各功能模塊，隨時改變參數，獲得不同狀態下的仿真結果。例如構造以基波為主的原始信號，，通過Simulink環境下的DigitalFilterDesign（數字濾波器設計）模塊導入2.1.2中FDATool所設計的濾波器文件1.fda。仿真圖和濾波效果圖如圖2所示。
可以看到經過離散采樣、數字濾波后分離出了83.3Hz的頻率分量（scope1）。之所以選取上面的疊加信號作為原始信號，是由于在實際工作中是要對已經經過差分濾波的信號進一步做帶通濾波，信號的各分量基本同一致，可以反映實際的情況。本例設計的濾波器已在實際工作中應用，取得了不錯的效果。
4結論
利用MATLAB的強大運算功能，基于MATLAB信號處理工具箱（SignalProcessingToolbox）的數字濾波器設計法可以快速有效的設計由軟件組成的常規數字濾波器，設計方便、快捷，極大的減輕了工作量。在設計過程中可以對比濾波器特性，隨時更改參數，以達到濾波器設計的最優化。利用MATLAB設計數字濾波器在電力系統二次信號處理軟件和微機保護中，有著廣泛的應用前景。
參考文獻
1．陳德樹.計算機繼電保護原理與技術【M】北京：水利電力出版社，1992.
2．蔣志凱.數字濾波與卡爾曼濾波【M】北京：中國科學技術出版社，1993
3．樓順天、李博菡.基于MATLAB的系統分析與設計－信號處理【M】西安：西安電子科技大學出版社，1998.
【摘 要】針對大型變電站以及廠礦企業配電網等在濾除諧波的同時進行無功功率補償的工程要求，開發應用大功率混合有源濾波器進行諧波治理，動態地補償無功和諧波抑制以提高電能質量成為配電網諧波治理方面研究的重要課題。
【關鍵詞】諧波；檢測；混合型濾波器；有源濾波器；無源濾波器
1、前言：隨著工業技術的發展，電力系統中非線性負荷大量增加，相應的各種非線性和時變性電子裝置得以廣泛應用，帶來了配電網中電流和電壓波形的嚴重失真，從而取代了傳統的變壓器等鐵磁材料的非線性引起的諧波，成為最主要的諧波源，其負面效應是電能質量的下降，同時嚴重影響著供、用電設備的安全經濟運行，使供電和用電企業造成了巨大的經濟損失，應用現代技術對諧波進行經濟、有效地補償是目前急待解決的重要問題之一。消除諧波的方法是加裝濾波裝置，而有源電力濾波器由于具有高度可控性和快速響應性，能對頻率和幅值都變化的諧波進行跟蹤補償，因而受到廣泛的重視，成為目前國內外供電系統諧波抑制研究的熱點，有源電力濾波器作為抑制電網諧波、補償供電系統無功功率的新型電力電子裝置得到快速發展，其中并聯型有源電力濾波器的使用最為廣泛。本課題通過開發應用大功率混合有源濾波器在大型鋁型材廠的配電網諧波治理中的應用，動態的補償無功和諧波抑制來提高電能質量。
2、本論文研究的主要內容：鑒于有源電力濾波器在電網諧波抑制中如此重要的地位，人們對有源電力濾波器的研究也越來越深入，新的研究方法和研究理論不斷涌現。本論文針對配電網中諧波源的特征，構建了一種基于電壓檢測的混合型有源電力濾波器。該混合方案既可以使無源濾波器的濾波效果更為顯著，又能極大地節省有源部分的容量。
3、諧波治理方法介紹：目前諧波治理的基本方法有以下三種：（1）減小非線性用電設備與電源間的電氣距離。通過減少系統阻抗來提高供電電壓等級。（2）隔離諧波。非線性用電設備產生的諧波，不僅直接影響到本級電網，而且經過變壓器的傳變影響到上級電網。如何把這些非線性用電設備產生的諧波不影響或少影響其他幾級電網，這也是諧波治理的一個基本思路。這一思路在電網中廣泛采用，發電機發出的電能經過Y/、Y0/、Y0/Y等接線組別的變壓器，把發電機產生的三次等零序分量的諧波與上級電網隔離開來，因此在110kV以上高壓電網上，三次諧波分量很小，幾乎是零。35kV也有少量Y/Y0接線的直配變，因此在35kV系統中三次諧波分量會比高壓電網大。（3）安裝濾波器。目前對配電側和用戶側諧波治理的方法，大多采用安裝濾波器來減少諧波分量。濾波器分為有源濾波器和無源濾波器兩大類。有源濾波器的基本工作原理是把電源側的電流波型與正弦波相比較，差額部分由有源濾波器進行補償，這是諧波治理的發展方向。現階段由于功率電子元件容量做不大、電壓做不高，而且成本很高，因此在現階段不可能大量推廣應用。無源濾波器是通過L、C串聯或并聯，使其在某次諧波產生諧振，當發生串聯諧振時，使濾波器兩端該次諧波的電壓很小，幾乎接近零，這類濾波器往往接在變壓器的二次側出口處，從而使變壓器的一次側該次諧波的分量也很小，達到對該次諧波治理的目的。
4、混合型電力濾波器的選擇
混合型主要指電力有源濾波器與交流無源濾波器的各種組合， 根據混合的方式不同可分為串-并型混合和并-并型這兩種混合型是基于經濟上的考慮， 其目的是綜合兩種濾波器的優點， 讓無源LC 濾波器承擔基波無功和低次諧波的靜態功率， APF 主要用來補償基波無功和低此諧波的動態功率以及高次諧波，這樣可大大降低APF 的容量， 從而降低了整套濾波裝置的成本， 達到治理效果與經濟的統一。
4.1連接方式
混合型電力濾波器視其中有源濾波器和無源濾波器的連接方式及其與電網的連接方式不同而具有多種拓撲方式。常見的主要有：有源電力濾波器和無源電力濾波器同時與電網并聯方式、有源電力濾波器和無源電力濾波器串聯后再與電網并聯方式、有源電力濾波器與電網串聯而無源電力濾波器與電網串聯方式等。
4.2電路結構
第一種方式中有源電力濾波器與無源電力濾波器之間存在諧波通道，故影響了整體的濾波特性；第三種方式則適用于直流側并聯大電容時的負載；考慮到晶閘管直流調速系統屬于直流側串聯大電感帶反電動勢的諧波源負載，故此處宜采用第二種方式，即有源電力濾波器與無緣電力濾波器串聯后再與電網并聯的方式。由此構成的混合型有源電力濾波器電路如圖示。
4.3濾波原理
混合型有源電力濾波器的檢測控制部分硬件主要由以下幾部分組成：（1）電流電壓采樣電路；（2）帶通濾波器；（3）過零比較中斷發生部分；（4）DSP計算控制器。將由電流電壓采樣電路采集得到的信號輸入帶通濾波器以濾除檢測電流電壓時出現的噪聲和畸變。帶通濾波器的中心頻率設置在50Hz，它是AF系統在公共連接點處存在電壓擾動（畸變、開關紋波和頻率漂移等）時仍能正常工作所必需的。帶通濾波器的輸出分為兩路，一路經A/D轉換后送入數字信號處理器DSP進行FFT分析，然后存儲到一片公用的RAM中，再分析計算控制對象的諧波和無功情況并產生控制信號；另一路則送入過零比較中斷發生電路，該電路用來每間隔60°產生一個中斷信號。因此，在公共連接點電壓的一個周期內將有六個間隔60°的一個脈沖序列從該電路輸入到DSP系統作為中斷信號。每來一個中斷，公共連接點處的電壓電流就被檢測一次，這樣就滿足了控制系統實時性的要求。DSP（采用內含PWM產生電路的TMS320F2812）的輸出控制TSF和APF的動作。
5、總結：混合型有源電力濾波器由無源濾波器和有源濾波器通過不同的連接方式構成。根據配電網諧波源特征，我們選擇了適用的混合型電力濾波器拓撲方式，而針對其中的有源濾波器部分設計了基于電壓檢測的諧波電流獲取方法，并由此構造了電路模型。經仿真實驗分析，我們證明該方案具有優良的諧波抑制特性，該設計思路和方法是正確可行的。
參考文獻
[1] 王兆安，楊君，劉進軍. 諧波抑制和無功功率補償. 北京：機械工業出版社，1998.
[關鍵詞]超寬帶 帶通濾波器 耦合結構
中圖分類號：TN713.5 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2014）29-0026-01
超寬帶濾波器位于超寬帶系統的射頻前端，它既可用來限定大功率發射機在規定的頻帶內輻射，反過來又可用來防止接收機受到工作頻帶以外的干擾，因此，超寬帶微波濾波器是超寬帶系統中的一個關鍵無源部件，它性能的好壞對于系統的整體性能有著重大的影響。
1、 超寬帶帶通濾波器的理論
超寬帶帶通濾波器的根本功能是實現選頻和抑制干擾的功能，即抑制不需要的頻段信號，使需要的頻段信號順利通過，在無線系統前端中占有重要的位置。微波濾波器有很多種分類方法，例如按方式分類（反射式、吸收式等）；按結構分類（如同軸線、微帶線等）；按作用分類（帶通、帶阻等）等等。通常我們會按照其作用方式將濾波器分為：低通、高通、帶通和帶阻濾波器。
在微波和毫米波系統中，構成濾波器、振蕩器以及天線等的重要元件是諧振器，它最常采用的結構是均勻特性阻抗結構（Uniform-Impedance resonator， UIR）。由于其結構簡單，并易于設計而被廣泛應用，UIR 型傳統濾波器的設計方法已相當完善。然而在實際的設計中，這樣的諧振器存在不少缺陷，例如由于結構簡單而設計參數有限，無法方便調節各個諧振模式。而階梯阻抗諧振器（Stepped-impedance resonator， SIR），將有效解決 UIR 所存在的不足，其重要特性是該諧振器的前幾個諧振模式可以通過改變阻抗比來調節，因此 SIR 作為一種基本諧振器單元，非常適合運用于多頻、寬帶濾波器設計中。同時在近年來，很多學者對支節線加載諧振器（Stub-loaded resonator， SLR）進行了大量擴展性的研究，發現 SLR 對諧振模式的控制具有一些獨特的特性而被廣泛運用在濾波器設計中。由于超寬帶帶通濾波器設計中，通帶范圍只有一個諧振模式的濾波器很難覆蓋如此寬的帶寬，這就需要諧振器工作于多個模式，通過模式之間的耦合來實現寬帶特性。因此為了設計出滿足 FCC 超寬帶通信系統要求的高性能小型化濾波器，利用 SIR，SLR 等多模諧振器結構設計超寬帶濾波器的方法相繼被提出。
2、 國內外超寬帶帶通濾波的研究現狀
超寬帶頻段的開放，極大地促進了超寬帶系統和超寬帶器件的研制。作為超寬帶系統的關鍵器件之一，超寬帶帶通濾波器的研究也深受各界的關注，得到了快速的發展。為了適應微波集成電路小型輕便化的要求，超寬帶濾波器不僅要求性能好，而且要體積小、結構緊湊。
超寬帶濾波器首先是由 Satio A.等人在 2003年提出，該濾波器是基于一種對高頻信號有較大衰減的特殊材料設計而成。但其缺點是插損較大，達到6dB，遠不能滿足現在超寬帶系統的要求。而后，在2004年Ishida H.等提出了一種微帶雙模環形諧振器結構的超寬帶濾波器，實現濾波器的相對帶寬為 83%，其帶內特性較好，但是帶外抑制效果并不理想。在近年來，隨著超寬帶技術的快速發展，國內外針對超寬帶濾波器這一研究熱點進行了廣泛的研究，提出了一些新的超寬帶濾波器的設計方法以滿足高性能、小型化的設計要求。
3、 超寬帶帶通濾波器的設計研究
3.1 寬阻帶 UWB 帶通濾波器設計
近幾年，專家學者提出了多種結構的超寬帶帶通濾波器，這些濾波器具有結構簡單、通帶內性能較好的優點。但其缺點是阻帶較窄，抑制高次諧波的性能不夠突出。因此，在實現寬通帶濾波器的同時，如何實現寬阻帶的特性，從而有效抑制諧波，提高 UWB 系統性能，成為當前的研究熱點。
單個叉指諧振器上阻帶較窄，不能抑制高次諧波。S-DGS和 S-SISS 結構具有帶阻特性，因此將叉指諧振器和 S-DGS、S-SISS 結合，設計了一種新型的超寬帶帶通濾波器，該濾波器的作頻帶在 3.1-10.8 GHz，帶內插損小于 1 dB，阻帶高達 18 GHz，抑制電平在 15 dB 以上。因此，在叉指諧振器中加入 S-DGS 和 S-SISS 單元以后，濾波器具有良好的通帶特性以及較寬的阻帶。除了陷波頻段外，所設計的濾波器通帶內的群時延小于 0.5 ns，具有平坦的時延特性。可以避免 UWB 信號通過濾波器產生的失真。但該濾波器也存在不足，過渡帶不夠陡峭，還有待于改善。
3.2 多陷波 UWB 帶通濾波器設計
隨著移動通信技術的迅速發展，多種通信系統并存，應用越來越普遍的無線技術，各種頻率信號的產生，主要是 WLAN 和衛星通信系統等信號對 UWB 系統的影響對濾波器的頻率選擇特性提出了新的更高的要求，如何抑制消除特定頻率信號的干擾，成為新的研究方向。
單陷波濾波器模型是采用并聯四分之一波長短路支節來形成基本的帶通濾波器，將并聯支節折疊以減少尺寸；折疊的 SIR 單元在與主傳輸線耦合時，等效為并聯的串聯 LC 諧振電路，因此在諧振頻率點會將電流引向地，從而形成陷波。雙陷波濾波器模型是將叉指諧振器單元進行改進，引入開路支節，調節開路支節的尺寸，可以在期望的頻點得到陷波；在微帶線上刻出螺旋縫隙，調節縫隙的尺寸，同樣可以引入陷波。兩種濾波器的尺寸都較小，通帶性能優越，并在指定頻段內有效地抑制了干擾信號。但是這兩種濾波器的阻帶比較窄，頻率選擇性能不夠突出，還有待進一步提高。
3.3 折疊耦合臂UWB 帶通濾波器設計
折疊耦合臂UWB 帶通濾波器用啞鈴型支節多模諧振器結構可以在形成寬通帶的同時，兼具寬阻帶，具有更好的頻率選擇性；輸入輸出兩端采用叉指耦合結構，達到緊耦合。折疊的部分相當于一個并聯的串聯 LC 諧振電路，在諧振頻率點處，該電路具有扼流作用，即在諧振頻率點產生陷波。
折疊耦合臂 UWB 帶通濾波器的設計中間采用啞鈴型支節多模諧振器結構，同時具有寬通帶和寬阻帶；兩端采用折疊耦合臂結構，在緊耦合的同時實現陷波。折疊臂與輸入/輸出端口距離 WS的改變對帶內插損幾乎沒有影響，但對回波損耗的指標有較小的影響。兼顧加工工藝的難易程度和濾波器性能，選擇 WS=0.5 mm 為最佳距離。由上面分析，折疊耦合臂的長度 WH決定了陷波中心頻率。固定 WS為 0.5 mm，改變 WH的值，仿真帶內插損的頻率特性，WH由 3.0 mm 逐漸增加到 3.8 mm，陷波的中心頻率逐漸向低頻移動。當 WH=3.4 mm，實現了 5.8 GHz的陷波。
將叉指諧振器的一個耦合臂折疊，引入陷波特性，再結合啞鈴型支節多模諧振器濾波器結構，設計出來的濾波器模型既有陷波又有寬阻帶特性。叉指耦合器單元結合 S-DGS 和 S-SISS 是具有寬阻帶的帶通濾波器，在主傳輸線上耦合折疊的 SIR 單元引入陷波。但是濾波器的帶內帶外特性有所下降，且實測結果和軟件仿真存在差異，濾波器的整體性能還有待進一步提高。
結語
綜合研究分析，在超寬帶帶通濾波器的設計中將寬通帶、寬阻帶、陷波巧妙的結合起來，設計出結構更緊湊，尺寸更小巧的濾波器，更加契合無線通信系統的發展需要，也是 UWB 濾波器的發展趨勢。
參考文獻
[1]高山山.超寬帶微帶帶通濾波器的研究與設計[D].南京郵電大學碩士學位論文， 2008.
關鍵詞：卡爾曼濾波，BP神經網絡，狀態估計，導航系統
1 引言
捷聯慣導系統(SINS)和GPS組合而成的導航系統是當今導航領域最主要的組合方式，它有效的減少了系統誤差，提高精度，降低了導航系統的成本，這種組合方式已在航天航空、航海、陸地平臺導航、測繪等領域得到了廣泛應用。在傳統的SINS/GPS組合狀態估計中，經典卡爾曼濾波器[3]發揮重要作用，但其要求條件苛刻，主要體現在要求模型的狀態方程和量測方程精確、系統噪聲和量測噪聲的統計模型為零均值的高斯白噪聲；但在復雜環境下，噪聲的統計信息不可能預見，更不可能是理想的高斯白噪聲，因此，許多在仿真條件下表現非常好的系統運用到實際環境中就容易出現精度下降甚至發散現象。而回歸BP神經網絡具有較強的并行計算能力，容錯性好，在神經元數量足夠時，逼近非線性函數的程度比較好。本文在經典濾波的基礎上引入回歸BP神經網絡[4]對組合導航系統進行狀態估計，盡可能減少非線性噪聲對系統的影響；首先利用經典卡爾曼濾波對不同特性的噪聲輸入下的系統進行估計，得到各條件下的狀態后，將各條件下的狀態估計均值作為樣本輸出，以各種噪聲集對網絡進行訓練；在訓練結束后，將訓練后的回歸BP神經網絡作為狀態估計器輸出組合導航系統估計值。
2 回歸BP神經網絡算法
誤差反向傳播BP算法是前向網絡學習算法中應用最為廣泛的算法，回歸BP網絡是在BP算法中采用的梯度下降法推廣到回歸網絡中，其具有反饋和前饋機制，即在網絡的一個訓練周期中，網絡的輸出同時反饋給網絡的輸入神經單元作為網絡的外部輸入。如圖1所示為一個典型的三層回歸BP網絡。
圖1回歸BP網示意圖
在圖1中有一個關聯層，每一個隱含的結點都有一個相應的關聯層結點與之連接，并且連線的權值可調，而關聯層的信號來自于輸出，關聯層節點起到了存儲網絡內部狀態的作用，當關聯層與中間層連接后，起到了狀態反饋的作用，這為組合導航系統這種典型的時間序列信號分析提高了有力的工具，具有“記憶”功能的回歸BP網絡能夠對一階馬爾科夫序列很好的濾波和預報。反饋網絡的反饋激勵的加入使得局部的記憶特性被放大易造成傳統的梯度下降學習方法過早的收斂，本文采用可修正速率的梯度下降學習法，其本質是綜合考慮當前和前一時刻的梯度向量，調整其具有適應性，不因為某一時刻的梯度變化而改變網絡的收斂狀態。算法的基本要求與傳統梯度法基本相同，學習的準則是讓網絡實際輸出與樣本比較，直至誤差平方和達到最小。在算法中加入速率因子，使神經網絡權值的更新不僅考慮了當前梯度方向，還考慮了前一時刻的梯度方向，減少網絡反饋對闡述調整的敏感性，有效抑制了局部最優；速率因子的取值應當根據網絡可能陷入局部最優的程度而定。
3 導航系統的狀態表達與組合濾波
根據SINS/GPS組合導航系統得理論，可以得到如下組合誤差的狀態方程：
F(t)為系統的動態矩陣；G(T)為系統噪聲系數矩陣；W(t)為系統噪聲。
本文中對系統噪聲仍確定為高斯白噪聲，這是由于系統噪聲的統計特性一般不會劇烈變化，而系統量測噪聲的統計特性變換是引起卡爾曼濾波器性能下降的主要因素。系統量測噪聲容易受到外界環境的干擾，如溫度、電磁場、濕度等等，因此本文主要針對卡爾曼濾波中的量測噪聲統計特性變化進行研究。
4 回歸BP神經網絡對組合導航系統的狀態估計
4.1 回歸BP神經網絡對組合導航系統狀態估計模型設計
神經網絡的訓練是神經網絡能夠應用的前提。在樣本訓練中對同一狀態量輸入X，選取不同的噪聲集合，通過卡爾曼濾波器，取得一系列的不同條件下的最優估計,將這些最優估計的狀態均值作為神經網絡期望樣本輸出的真實值，構成了不同噪聲集合下得輸入樣本和卡爾曼濾波器得到的輸出樣本；通過不同噪聲集合樣本的訓練，使得神經網絡具有處理各種統計特性噪聲的自適應能力。訓練結束后，就可以利用普通的無偏卡爾曼濾波器和訓練好的神經網絡進行狀態估計。圖2為卡爾曼濾波和神經網絡組合的示意圖。
圖2 卡爾曼濾波與回歸BP神經網絡組合示意圖
在實際的參數選取和設計中，本文采用卡爾曼濾波器的初始估計和SINS/GPS的參數誤差作為回歸BP神經網絡的狀態變量。選取參數誤差X作為回歸BP網絡的狀態變量。
以上參數依次為：緯度誤差、經度誤差、高程誤差、東向速度誤差、北向速度誤差、垂直速度誤差，三個姿態角誤差。將普通卡爾曼濾波器的輸出作為初始值。
4.2 仿真實驗與分析
1）不進行任何濾波的SINS位置誤差曲線
圖4 不加濾波器的SINS位置誤差曲線 圖5 組合濾波后北向位置估計誤差曲線
圖4是斷開卡爾曼濾波器和神經網絡的結果。沒有GPS和濾波器的輔助，在很短的時間內，單純的SINS輸出就會偏移很多。。。
2）進行組合濾波后的誤差曲線
在加入GPS和濾波器后，從圖5可以看出，濾波器狀態估值與真實值之間的誤差變化保持在較高的水準，說明濾波器明顯減少了SINS的漂移和積累誤差，并且在噪聲復雜多變的情況下仍然表現出了平滑過渡的狀態。需要說明的是由于GPS的位置精度從長期看是高于SINS的，本文在進行位置估計的時候，出于以SINS為主的思想，給予GPS的權值較小。
圖6 組合濾波后滾動角估計誤差曲線 圖7卡爾曼濾波滾動角估計誤差曲線圖
從姿態角的誤差分析可以看出，濾波器能夠很快的收斂。。SINS的姿態誤差受到外界條件影響是比較大的，即量測噪聲的影響超過系統噪聲，從圖6中可以看出，在噪聲統計特性變化的條件下，誤差值仍然很小，說明神經網絡系統能夠有效地對量測噪聲進行濾波。
3）組合誤差與普通卡爾曼濾波誤差的比較
對單純卡爾曼濾波系統和組合系統分別輸出的姿態角的比較。對實測數據中SINS和GPS原始數據加載入濾波器。誤差圖進行了部分的放大，如圖7所示，從圖7中可以明顯看出，單純的卡爾曼濾波系統對復雜噪聲的濾波能力遠遠差于組合系統，表現在數據曲線上就是跳動很明顯，也驗證了組合系統具有較好的對不同統計特性的復雜噪聲的適應能力。
5 結論
本文探討了采用神經網絡系統對導航系統濾波的問題。采用卡爾曼濾波器與回歸BP神經網絡系統的組合能夠有效地提高導航系統在復雜環境下的導航精度，并且能夠做到較快的收斂。但是這種方法的缺點在于需要大量的樣本輸入和需要完善的噪聲組合選擇，同時也受到計算能力的限制。此外，隱含層層數的選擇和結點個數的選擇應當如何優化，也是一個需要探索的問題。
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關鍵詞：3D;PAL;亮色分離；三維處理
中圖分類號：TN401文獻標識碼：B
文章編號：1004-373X(2008)08-007-02オ
New3D Y/C Separation Circuit Based on PAL
LI Yanzhuo,GUO Binlin
(Insitute of CAD,Hangzhou Dianzi University,Hangzhou,310018,China)オ
Abstract：The rapid development of VLSI technology and mutidimentional digital signal processing makes it possible to process TV signals in threedimention.Because in current,3D Y/C separation circuit needs too many memorys,this paper proposes a 3D Y/C separation circuit.It can be realized with a minimum frame structure.Through many experiments,the 3D Y/C separation circuit can successfully separate Y/C without the deterioration of highfrequency in luminance signals.
Keywords：3D;PAL;Y/Cseparation;threedimention processing
近年來，高清晰度電視(HDTV)、增強清晰度電視(EDTV)和改進清晰度電視(IDTV)受到了越來越多的關注，高質量的亮色分離就成為研究的重要課題[1]。大規模集成電路的發展和多維數字信號處理理論與技術的發展使得對電視信號進行三維處理成為可能，但現有的3D亮/色分離電路需要存儲器太多，該論文針對這一缺點提出一種新型的亮色分離電路，他用一種最小化的幀存儲結構實現，根據大量實驗結果證實這種電路是可行的和有效的，他能夠很好地把亮度信號和色度信號分離，并且沒有亮度信號高頻分量的損失。
1 2D亮色分離電路
2D亮色分離電路利用行與行之間的相位關系，通過一個垂直帶通濾波器限制色度信號。他需要行存儲器實現，但他不能消除串色、串亮以及色串色的干擾，也降低了圖像的清晰度[2]。
2 3D亮色分離電路
3D亮色分離電路包括1個2D亮色分離濾波器，1個3D亮色分離幀梳狀濾波器和1個能在2個濾波器之間轉換的動態檢測電路。對靜止圖像，3D幀梳狀濾波器能夠很好地把亮度信號和色度信號分離，也沒有亮度信號高頻分量的丟失。但對快速運動的圖像，就必須通過動態檢測電路轉換到2D亮色分離濾波器。對3D亮色分離電路來說，動態檢測電路是非常重要的一部分。
動態檢測電路由1個1幀檢波器和1個2幀檢波器組成。在NTSC制中，1幀檢波器是用來檢測當前幀和下一幀亮度信號低頻部分有什么不同，2幀檢波器用來檢測當前幀和下一幀色度信號與亮度信號有什么不同。PAL制和NTSC制類似，但在PAL制的動態檢測電路中，需要1個2幀檢波器和1個4幀檢波器。因為在NTSC制中，色度信號是在空間方向上每2行，時間方向上每2幀保持相位相同。而在PAL制中，色度信號在空間方向上每四行，時間方向上每4幀保持相位相同，因此，在NTSC制中，用來提取色度信號的幀梳狀濾波器需要通過一幀信號實現，在PAL制中則需要兩幀信號實現[35]。這就意味著3D亮色分離電路中PAL制中的存儲器的數量是NTSC制的2倍，存儲器的數量與動態檢測電路有關，因此需要設計一個新的動態檢測電路來降低PAL制中亮色分離電路需要的存儲器的數量。
3 動態檢測電路
在PAL制中，傳統的動態檢測電路是檢測兩幀不同信號的亮度信號的低頻部分和4幀不同信號的亮度信號和色度信號，所以如果不用4幀不同的信號就無法檢測到色度信號。換句話說，就是如果亮度信號相同色度信號不同，動態檢測電路就無法檢測。因此，如果用幀梳狀濾波器提取色度信號，色度信號就會漏入到亮度信號，在輸出端就會發生串色干擾。
為了避免這種情況發生和降低存儲器的數量，設計一個新的動態檢測電路，他是由傳統的動態檢測電路和新加的電路組成，新加的電路是一個帶通濾波器。新的動態檢測電路框圖如圖1所示。
經過大量實驗，可以看到新的動態檢測電路的效果。圖2是新的動態檢測電路和傳統的動態檢測電路相比較檢測結果，新的動態檢測電路消除串色干擾，也能降低存儲器數量。
4 結 語
通常的3D亮色分離電路都有其自身的缺陷，不能很好地分離亮度信號和色度信號，即不能消除串色干擾，并且需要的存儲器數量比較多，本文介紹的這種新的亮色分離電路使得傳統的PAL制的亮色分離電路的存儲器的數量降低一半，也可以很好的分離亮度信號和色度信號，消除串色干擾，達到預期的目的。
參 考 文 獻
［1］Toshiyuki Yoshida.Design and Implementation of Multidimensional YC Separation Filters for NTSC Signals［J］.IEEE Transactions on Circuits and Systems for Video Technology,1992,2(4):373374.
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水力發電系統由發電機、AC/DC轉換、PWM逆變器、LCL濾波器組成。發電機使用異步電機，異步電機并網發電是利用電網提供以同步轉速轉動的旋轉磁場,在轉差率為負值的工況下,其磁力矩與轉速方向相反,機械力矩方向與轉速方向相同,磁力矩作負功,機械力矩作正功(轉化為電能),向電網輸出電能。常用作發電的一般為三相鼠籠式異步電機,三相繞線式異步電機和單相電容式異步電機也可作為發電使用,但技術性指標差。電能經PWM逆變器后變為正弦調制波，這時的電能含有大量的高次諧波，為了減少諧波污染，加入LCL濾波器。
二、電力系統諧波危害
并網系統的電能質量主要取決于輸出電流的質量，為了能夠給電網提供高質量的電能，并網逆變器的電流控制發揮了重要的作用，因此，對并網發電用三相逆變器研究就顯的尤為重要。
由于三相PWM逆變器具有功率因數高，效率高等諸多優點，因此在可再生能源的并網發電中得到廣泛應用。但是三相PWM逆變器在其開關頻率及開關頻率的整數倍附近，產生的高次諧波注入到電網中，會產生諧波污染，這將對電網上的其他電磁敏感的設備產生干擾。
諧波對電力系統和其它用的設備可能帶來非常嚴重的影響，主要危害可歸納為：
在電力危害方面：
（1）使公用電網中的設備產生附加諧波損耗，降低發電、輸電及用電設備的使用頻率增加電網損耗。零線會由于流過大量的3次及其倍數次諧波造成零線過熱，甚至引發火災。
（2）諧波會產生額外的熱效應從而引起用電設備發熱，使絕緣老化，降低設備的使用壽命。
（3）諧波容易使電網與補償電容器之間產生串聯并聯諧振，使諧振電流放大幾倍甚至幾十倍，造成過流，造成電容器以及與之相連的電抗器、電阻器的損壞。
（4）降低產生、傳輸和利用電能的效率。
在信號干擾方面：
（1）諧波會引起一些保護設備誤動作，如繼電保護的熔斷器等。同時也會導致電氣測量儀表計量不準確。
（2）諧波通過電磁感應和傳導耦合等方式對鄰近的電子設備和通信系統產生干擾，嚴重時會導致它們無法正常工作。
所以，減輕直至消除這些危害，對于供電和用電設備的節能降耗，乃至于對整個社會能源利用率的提高，都具有極其重要的意義。由于LCL在抑制諧波方面具有的優點，因此研究LCL濾波器具有很重要的現實意義。
三、并網逆變器矢量控制
控制電路的目的就是控制并網逆變器六個開關管的通斷，產生與正弦波等效的一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形，等效的原則是每一區間的面積相等。如果把一個正弦半波分作n等份，然后把每一等份的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替，矩形脈沖的中點與正弦波每一等份的中點重合，而寬度是按正弦規律變化。這樣，由n個等幅而不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦半周等效。同樣，正弦波負半周也可用相同方法與一系列負脈沖波來等效。
為了達到控制目的，我們選用矢量控制的方法。矢量控制最初用于控制異步電機，把交流電動機等效為直流電動機控制，后來經過多年的發展，逐漸形成了一套比較完整的矢量控制理論體系。最近二十多年來由于電力電子、計算機及微電子技術的飛速發展，矢量控制技術在高性能交流驅動領域的應用已經越來越廣泛。矢量控制大大簡化了控制的難度，并會獲得較好的控制效果，因此我們將采用矢量控制的方法對并網逆變器進行控制。
我們采用兩個電流內環、一個電壓外環的雙閉環系統，來達到實際需要的精度和動靜態性能。這種方法是取直流側電壓與給定電壓比較，產生作為輸入的直軸電流，取逆變器側電感電流作為反饋，產生控制逆變器的脈沖信號。當發電機的直流電壓不穩定時，通過逆變器側電感電流的反饋，可以調節逆變器6個開關管通斷時間，使其輸出與電網電壓幅值、相位相吻合。
四、LCL參數設計
逆變器側是三個電阻為R、電感為L的電抗器，網側是三個電阻為Rf、電感為Lf的電抗器，網側電抗器和變流器側電抗器之間是三個星形聯結的電容器Cf。六個功率開關由控制電路產生的脈沖信號控制其通斷，從而產生與正弦波等效的等幅矩形脈沖序列波。經逆變器形成的三相交流電經LCL濾波器濾除諧波后并入電網。
由于在LCL參數選擇比較復雜，國際上也沒有一種統一的設計方法，因此文章綜合考慮電網側電流最大允許脈動、逆變器開關頻率和阻尼特性等要求，通過計算的方法得出一種簡單有效的設計方案：通過選擇逆變器側所需要的電流紋波來設計內部電感L，通過選擇在額定狀態下吸收的無功功率來決定電容值，通過選擇期望電流紋波減少量來設計Lf。由于逆變器開關管通常工作在高頻方式，一般為15kHz，所以該濾波器屬于低通濾波器，目的是濾除高頻開關紋波。
通過計算得出LCL參數后，我們采用MATLAB中的SIMULINK模塊進行仿真，通過反復實驗后得出一個滿足要求的實驗結果。
五、主動阻尼控制器的設計
由于LCL濾波器是諧振電路，對系統的穩定性有很大影響，如果不采取很好的控制策略，會使電流的諧波畸變率增大。為了抑制LCL濾波器的諧振，可以采取增加濾波器阻尼的方法，但是增加無源元件，如電阻等，會造成功率損耗，降低系統的工作效率。除此之外我們還可以采取增加主動阻尼的方法，所謂主動阻尼，是指主動采取控制策略的方法，達到與被動阻尼相同的效果。
用主動阻尼的方法替代實際的諧振阻尼電阻作用，這樣即使主動阻尼的阻值很大，也不會造成功率損耗，降低系統的效率。由于電壓電流雙閉環控制具有系統對參數變化不敏感，穩定性高的優點。采取這種控制策略與通常的雙閉環不同之處在于，增加了對電容器電流的前饋控制。
結語
IEEE1547標準嚴格限定負載注入電網的電流總諧波畸變要小于5%，35次以上諧波的畸變率要小于0.3%。通過我們對逆變器矢量控制、LCL參數和主動阻尼器的設計，將基本達到這一要求。
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【關鍵詞】降壓重啟;功率受限
前言
本論文分析了極1保護動作閉鎖，以及極2降壓重啟后恢復全壓運行時直流功率由1500MW自動分階段回降至560MW的過程及原因，檢查了控制保護系統響應情況的正確性。針對本次事件暴露出的問題提出下一步工作思路及運維建議。
1.故障過程分析
2014年5月23日14時40分29秒427毫秒時刻左右，興安直流極1直流線路出現故障，寶安站和興仁站極1行波保護WFPDL先后動作，寶安站極1電壓突變量保護27du/dt的判據也滿足，延時160ms后動作。興安直流系統設置的線路故障重啟動次數為1，重啟方式為0.8p.u.降壓重啟，因此WFPDL動作后極1開始降壓重啟。當350ms去游離時間結束后，直流線路電壓未能建立，興仁站極1極控判斷為永久性線路故障，發出閉鎖請求，隨后寶安站收到對站的閉鎖極1的請求。
2.恢復全壓運行時直流功率受限分析
2014年05月23日14時，雷擊導致興安直流兩站保護動作，極1閉鎖，極2降壓重啟至400kV運行。在極2恢復全壓運行時，直流功率由1500MW自動分階段回降至560MW。
2.1 極2功率由1500MW降功率至1200MW運行
興安直流極1閉鎖后，極2單極-500kV運行，功率為1500MW。14：40：30：984，
興仁站收到寶安站的直流線路故障信號（寶安站接地極線路故障，接地極電流不平衡保護I段動作），啟動極2直流線路故障恢復順序，14：40： 31：340，極2重啟成功降壓-400kV運行。在直流降壓運行期間，直流電流最大允許值為3000A，因此直流系統限制直流電流為3000A，極2直流功率由1500MW下降至1200MW（400kV×3kA）運行。
2.2 極2功率由1200MW降功率至900MW運行
根據“興仁站無功投切策略”，興仁站單極降壓0.8p.u.運行，功率方向為正時直流負載（直流電流）需保持在75%運行，即3000A*75%=2250A運行。此時興仁站只需投入6組交流濾波器即可滿足無功需求，興仁站直流站控相繼切除583、573、564和562開關，剩余3A+3B型濾波器運行。因此，14：42：43：263，興仁站極2極控發“交流濾波器不滿足限制直流電流”，將極2直流電流最大允許值由3000A限制為2250A，極2直流負荷從1200WM降為900WM（400kV×2250A）。興安直流工程直流站控實現無功投切策略表的程序中，將直流負載百分數等同于直流電流百分數，直接導致了降壓運行時限電流的發生。
2.3 極2直流功率由900MW降至840MW運行
根據“寶安站無功投切策略”，寶安站單極降壓0.8p.u.運行，功率方向為正時直流負載（直流電流）需保持在70%運行，即3000A*70%=2100A運行。此時寶安站只需投入6組交流濾波器即可滿足無功需求，寶安站直流站控相繼切除574、581、571、564、563和583開關，剩余4A+2C型濾波器運行。因此，14：44：59：503，興仁站極2極控系統收到寶安站的“交流濾波器不滿足”信號，將極2直流電流限制到2100A（70%），直流負荷降至840MW。為滿流濾波器投切策略，興仁站切除了561交流濾波器，使交流濾波器總數保持在3A+2B。
在極2功率由1200MW降至900MW，再降至840MW的過程中，極2降壓0.8p.u.運行，興仁站及寶安站根據各自的無功投切策略表，分別將直流負載（直流電流）保持在75%和70%的水平運行，造成了直流負載（直流電流）的兩次調整。說明同一工況下（單極降壓運行）兩站的無功投切策略表存在協調問題。
2.4 極2功率由840MW降至560MW運行
14：47：52：699，運行人員將極2操作到-500kV全壓運行狀態，直流電壓由-400kV向-500kV變化。14：47：52：779，興仁站極2低負荷無功優化功能被激活，目前的站控程序中，低負荷無功優化激活后將按照如表4.7所示的全壓方式無功投切策略配置交流濾波器。當前直流電流水平下所需交流濾波器配置為1A+1B，因此興仁站直流站控依次切除563、581、582交流濾波器，導致14：48：16：540、14：48：35：981時刻興仁站極2極控兩次發“交流濾波器不滿足限制直流電流”。14：48：30：620時刻，極2的低負荷無功優化功能退出，因此14：48：36：037時刻站控重新投入562交流濾波器，此時興仁站交流濾波器總數為2A+1B，極2直流電流被限制在1350A，直流功率由840MW降至560MW。
3.結論
本次興安直流極2恢復全壓運行時直流功率從1500MW分階段回降至560MW，是由于以下三方面的原因：
1）降壓運行時，直流系統將直流電流限制為3000A，導致直流功率受限至1200MW;
2）目前興安直流采用的無功投切策略存在問題，在單極降壓（0.8p.u.或0.7p.u.）、功率方向為正時，興仁站將直流電流限制為75%，寶安站將直流電流限制為70%，導致直流功率由1200MW降至900MW，再降至840MW。
3）在單極降壓運行恢復至全壓運行的過程中，興仁站低負荷無功優化功能被激活。
目前的站控程序中，低負荷無功優化激活后將按照全壓方式無功投切策略配置交流濾波器，直流站控根據當前的直流電流水平切除交流濾波器，導致直流系統因可用的交流濾波器不足限功率至560MW。
本次事件暴露出興安直流無功投切策略存在不完善的地方，具體如下：
1）將直流負載百分數等同于直流電流百分數，直接導致了降壓運行時限電流的發生。當直流系統單極0.8p.u.或0.7p.u.降壓運行時，即使可用的交流濾波器充足，直流電流也將被限制，興仁站為不超過75%額定電流，寶安站為不超過70%額定電流。
>> 基于DMR數字集群通信技術的研究 數字集群系統的關鍵技術研究 數字集群通信技術在中海油的應用和研究 數字化航測關鍵技術的應用研究 基于WEBGIS的數字林業管理平臺關鍵技術及其應用研究 數字集群通信在中國民航空管系統的發展應用研究 數字集成電路的應用研究 車牌識別關鍵技術的應用研究 PDT警用數字集群技術發展及應用 數字集群自組網技術研究 基于軟件無線電技術的數字集群系統研究 連云港港口800兆TETRA數字集群系統的研究與應用 TETRA數字集群調度系統動態復用的研究和應用 800 M數字集群通信的應用 數字集群系統在鐵路系統的應用 數字集群GOTA在長春的應用與發展 國產數字集群應用加速 物聯網關鍵技術及應用研究 智慧校園關鍵技術典型應用研究 視覺導航關鍵技術及應用研究 常見問題解答 當前所在位置：
關鍵詞：DMR；同步定時；抽樣判決；誤碼率
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2013.6.010
引言
隨著無線電通信技術的發展、人們對無線通信質量要求的提高以及頻譜資源的日益缺乏，數字專用無線通信設備必將面臨巨大的市場需求。目前，在全球范圍內對數字專用無線通信設備的需求不斷增加，特別是公共安全部門。可以看到，數字專用無線通信系統將成為未來專用無線通信系統的發展趨勢。
數字專用無線通信系統概況
數字專用無線通信系統介紹
數字集群通信系統[1]是指數字專用無線通信系統，數字專用無線通信系統發展迅速，主要應用于集團調度指揮通信。該系統的可用信道能被系統的全體用戶共用，且具有自動選擇信道功能，是共享資源、分擔費用、共享信道設備和服務的多用途、高效能的無線調度通信系統。
與公眾蜂窩移動通信系統相比，專用無線通信系統具有呼叫接續快，組群內用戶共享前向信道、半雙工通信方式、PTT方式、支持私密呼叫和群組呼叫等特點。由于專用無線通信系統具備特有的調度功能、組呼功能和快速呼叫的特性，因此在專業通信領域發揮著不可替代的作用[2]。
數字專用無線通信系統優點[3]
1）可以更好地利用頻譜資源。與蜂窩數字技術類似，數字專用無線通信系統可以在一條指定的信道上裝載更多用戶，提高頻譜利用率；
2）可以有效提高通話質量。由于數字通信技術具有系統內錯誤校正功能，和模擬專用無線通信系統相比，可以在更廣泛的信號環境中實現更好的語音音頻質量；
3）可以提高改進語音和數據集成，改變控制信號隨通訊距離的增加而降低的弱點。
關鍵技術和實現方案
4FSK調制
DMR協議采用4FSK調制，是一種恒包絡調制。調制時每秒發送4800個符號，其中每個符號攜帶兩比特的信息，最大頻偏D定義如下：
表1列出了特定符號與頻偏的對應關系[4]。
4FSK調制器由一個平方根升余弦濾波器級聯一個頻率調制器組成[4]，如圖1所示。
可見4FSK調制模塊分為兩部分，第一部分是成型濾波模塊，該模塊包括映射、插值以及成型濾波，產生四電平的基帶帶限信號m（n）作為調制信號；第二部分是調頻部分（FM）。基帶調制信號的產生過程如圖2所示。
成型濾波器的設計是該部分的關鍵，在實際的通信系統中，平方根升余弦濾波器可以通過在發射端和接收端使用同樣的平方根升余弦濾波器來實現，從而實現成型濾波。方案中采用E4438C來實現4FSK調制。
4FSK解調
和調制過程相逆，解調的過程也分為兩部分：第一部分是正交差分解調，由4FSK調頻信號恢復四進制的基帶信號；第二部分根據基帶信號恢復原始碼元信息，包括匹配濾波、抽樣判決、反映射等模塊。接收端基帶信號的處理如圖3所示。
其中匹配濾波器采用與發端相同的平方根升余弦滾降濾波器；抽樣判決需要找到合適的抽判位置并建立位定時信息，而且還要確定合適的門限。抽判位置的確定可以通過相關運算找出同步碼的起始位置后進行推算。
正交差分解調過程如圖4所示。同調制過程中的內插濾波相對應，正交解調過程中需要在滿足奈奎斯特定力的前提下對高采樣率的信號進行抽取，降低采樣率，減小運算量。
基帶成型濾波技術
成型濾波器的設計是能否正確恢復數據的關鍵，DMR系統采用的是平方根升余弦滾降濾波器，同時也采用相同的濾波器作為接收端的匹配濾波器。平方根升余弦滾降濾波器[5-7]頻率響應如下：
可見平方根升余弦滾降濾波器的時域表達式是一個無窮階數系數對稱的FIR濾波器。實際應用中，需要對其進行截斷，即在理論的時域表達式上加矩形窗，可得到相應逼近的FIR數字濾波器。
用Matlab軟件進行平方根升余弦濾波器的設計非常方便，調用firrcos函數即可得到濾波器系數：h=firrcos（N，Fc，a，Fs，‘sqrt’）。其中N是濾波器階數；Fc是理想低通濾波器的截止頻率，為符號率的1/2；a為滾降系數；Fs為采樣率。根據DMR系統的要求，設定Fc=4800/2=2400Hz，a=0.2，Fs=4800*10，N的取值可以根據實際情況進行更改，這里采用了10倍的采樣速率，考慮MATLAB的計算能力及測試信號信噪比的不同，階數N也會有所不同。這里也可以用Matlab自帶的工具箱進行設計[8]，在調試過程中發現信道機的帶內平坦度不是很好，因此在信道機的接收端設計了一個具有補償作用的補償濾波器去補償信道機的信號平坦度。
幀同步技術
DMR系統采用集中插入特殊同步碼組的方法進行幀同步，接收端按幀的周期連續數次檢測該特殊碼組，便可獲得幀同步信息。方案中所使用的是已知的特殊同步碼組：7F 7D 5D D5 7D FD，該碼組具有尖銳單峰的自相關函數、漏同步概率小；便于與信息碼區別、假同步概率小；碼長適當，可以保證傳輸效率。DMR系統對采用的幀同步碼組有嚴格的規定：幀同步碼組插入在幀的中心位置，并且對于輸入輸出語音、數據或控制信息，由不用的幀同步碼組來區分。
抽樣判決
抽樣判決是在同步之后，屬于解調的一部分。抽樣判決需要找到合適的抽樣判決位置并建立位定時信息，而且還要確定合適的門限。抽樣判決位置的確定可以通過相關運算找出同步碼的起始位置進行推算，具體方法如下：在本地存儲48bit同步碼對應的波形，然后將存儲的數據和接收波形進行滑動相關運算，即將對應點相乘累加。當本地波形與接收波形的同步碼對應上時能獲得最大相關值，返回出現該相關峰的位置，然后將該位置減去同步碼之前的符號數與每符號采樣點數M的乘積即可得到第一個判決位置，之后每隔M點就是一個抽判點。門限的確定則可以根據接受眼圖來劃分，判決點之間的間隔是10，門限電平可根據需要自己進行調整。
在解調抽樣判決時，同樣是+3的采樣值，由于前后數據不同，信號在經過濾波器濾波之后，對應的幅度信息就會產生一定程度的改變，例如前后都是+3，那么當前這個+3的幅度就會比較高，如果前后都是-3，那么當前這個-3的幅度就會被拉低。因此在對信號進行抽樣判決的時候，本方案對信號幅度進行了相應的調整，采用一種動態調整判決門限的判決方法，使采樣值前后的幅度對該幅度的影響降到最低，從而有效地優化了誤碼率，提高了通信質量。這是本方案在解調抽樣判決上做的改進，下面的測試結果會進一步驗證改進的可行性。
誤碼率測試結果
接收端在進行誤碼性能測試中，測試信號的長度均為50幀，將接收端解調出的信號和發送端的測試信號進行對比，不同的則定義為誤碼，從而得出誤碼率。圖10是MATLAB的誤碼率性能測試曲線的對比圖。
結論
通過測試結果可以得出該方案中的同步算法具有準確性和通用性，在調試中對抽樣判決進行了調整，從而使得系統誤碼率得到了進一步的優化，驗證了該方案的可行性，在工程實踐中具有很好的實用價值。
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關鍵詞：自相似矩陣；紋理描述；局部譜能量；紋理檢測；紋理分類
中圖分類號： TP391.413
文獻標志碼：A
Abstract： To deal with the texture detection and classification problem， a new texture description method based on selfsimilarity matrix of local spectrum energy of Gabor filters bank output was presented. Firstly， local frequency band and orientation information of texture template were obtained by convolving template with polar LogGabor filters bank. And then the selfsimilarities of different local frequency patches were measured and stored in a selfsimilarity matrix which was defined as the texture descriptor in this paper. At last this texture descriptor could be used in texture detection and classification. Due to the reflection of selfsimilarity level of different bands and orientations， the descriptor had lower dependency of Gabor filters bank parameters. In the tests， this descriptor produced better detection results than Homogeneous Texture Descriptor （HTD） and the other selfsimilarity descriptors and the accuracy of multitexture classification could be up to 91%. The experimental results demonstrate that selfsimilarity matrix of local power spectrum is a kind of effective texture descriptor. The output of texture detection and classification can be used widely in the post texture analysis task， such as texture segmentation and recognition.
Key words： SelfSimilarity Matrix （SSM）； texture description； local spectrum energy； texture detection； texture classification
0引言
在圖像中，常常在一些區域出現某種結構或者模式的重復，這種特性認為是圖像的紋理特性[1]。紋理是圖像分析中常用的概念，是一種普遍的視覺現象，但是并沒有統一的定義。紋理圖像區域的灰度或色彩分布不均勻、不光滑，這與一般自然圖像有所區別，也導致了紋理分析具有更多的復雜性。
紋理描述是連接低級視覺和高級視覺的橋梁和紐帶，其結果既取決于圖像采集和預處理的效果，又決定了高級視覺中的各種應用的最終輸出質量[2]。各國研究者對紋理描述方法進行了廣泛的研究，但紋理的微觀異構性、復雜性以及其應用的廣泛性和概念的不明確性給研究帶來很大挑戰[3]。
20世紀70年代之前出現了采用自相關函數及功率譜的紋理分析方法。Haralick等[4]開創性地提出空間灰度共生矩陣（Gray Level CoOccurrence Matrix， GLCM）紋理特征分析遙感圖像，為后續的紋理研究提供了理論支持和技術積累；但這些方法只限于提取特定的紋理屬性。
20世紀80年代，采用隨機場模型進行紋理建模和描述逐漸開始流行。相繼出現了馬爾可夫隨機場（Markov Random Field， MRF）模型、吉伯斯模型、高斯馬爾可夫隨機場（Gauss Markov Random Field， GMRF）模型、同步自回歸模型（Simultaneous Autoregressive Model， SAR）、隱馬爾可夫隨機場（Hidden Markov Random Field， HMRF）模型、廣義MRF模型和多分辨率MRF等[5-9]。同時，分形理論也為紋理描述的研究注入了新的活力[10-15]，但是從原則上講，所有基于參數化的隨機場模型都存在一個困難：無法用幾個參數來描述繁雜多樣的圖像紋理。
20世紀90年代，利用神經生物學的多通道濾波器有效描述紋理特征成為了研究熱點，為圖像紋理特征提取和分析提供了新思路；尤其是小波理論的出現為紋理多尺度分析[16]提供了一個更為精確而統一的框架。比較著名的有Gabor濾波器組[17-22]和各種小波、小波包變換[23-26]。
2000年以后紋理特征提取呈現出多個研究方向
2000年以后紋理特征的研究呈現出多個方向，引人矚目的是紋理的局部二進制模式（Local Binary Pattern， LBP）特征[27-28]、不變紋理特征提取的方法[29]、二維方向經驗模式分解（Empirical Mode Decomposition， EMD）[30-31]提取紋理特征、圖像分解提取紋理的振動特征[32]、MPEG7中的同質紋理描述子（Homogeneous Texture Descriptor， HTD）紋理描述方法[33]、光流局部紋理特征[34]、頻率域紋理特征等[35]這一句話，是表示特征，還是表示特征提取方法？請明確這一句話表達得是否正確，請明確。。盡管紋理描述已經有了很大的發展，但是多數報道的紋理描述方法普適性較差。Shechtman等[36]在2007年最早提出了“局部自相似性”特征描述子，可以完成復雜環境下的物體及運動的識別和檢測。該描述子具有一定的區分不同的紋理的能力，但是該自相似描述子并不適合作為普通意義的紋理描述。主要原因是根據文獻[36]中的定義，由于紋理的重復性，往往會使文獻[36]中的自相似描述子難以提取足夠的信息，導致計算出的紋理的自相似描述子中各細胞之間的自相似函數數值趨近0。在文獻[36]中，作者指出“圖像中的一個紋理區域的自相似算子可能與具有相同形狀的單一色彩區域或其他不同的紋理的算子相匹配”。文獻[37]根據文獻[36]的原理又提出了局部和全局相結合的自相似算子，但是其基本思路與文獻[36]類似，也會出現相同的問題。
基于以上的原因，雖然目前報道的自相似算子在自然圖像檢測和識別方面取得了相當大的成功，但是有關基于自相似性紋理的描述的論文和文獻還很少。本文提出了一種頻域上的紋理自相似性描述的方法。主要的思路是：首先采用Gabor濾波器組對模板紋理進行頻域濾波，其中不同尺度和方向Gabor頻域濾波器輸出結果分別提取了模板紋理在該尺度和方向的頻域信息；然后計算各濾波器輸出局部譜能量之間的自相似矩陣，通過比較紋理在頻域中的局部能量之間的內部分布關系獲得紋理頻域上的特征；最后以該自相似矩陣作為紋理模板的描述，并將其應用到紋理檢測和分類任務中。
Gabor濾波器的優點在于不僅能夠表現紋理的頻率屬性，實現最優的空間頻率聯合分辨率，同時還能夠選擇正確的方向性，而方向性正是紋理的重要屬性，正是這種特性導致了Gabor濾波器的廣泛應用。Gabor濾波器是可以調節中心頻率、方向和帶寬的帶通濾波器。Gabor濾波器的傅里葉變換是在頻域中移動的高斯函數。每個頻道輸出響應的幅度提供了紋理定位的信息。如果紋理圖像包含的頻率和方向信息與某個頻道的Gabor濾波器的中心頻率、方向相吻合的話，輸出響應局部譜能量將會很大；反之則會很小，可以忽略。但是在使用Gabor濾波器組的時候采用了多通道，面對各種各樣的紋理樣本，如何選擇各通道的濾波器中心頻率和方向等參數是比較難以解決的問題。為了解決這個難題，Bovik等[38]提出了通過檢測紋理圖像傅里葉變換功率譜的峰值來確定濾波器的參數。文獻[18-19]中提出了建立系統的方法選擇紋理分割中Gabor濾波器參數的方案，指出并證明了原始圖像經Gabor濾波器濾波后的響應滿足萊斯分布，通過這個概率分布可以計算出紋理圖像中的某個像素點屬于不同紋理的概率，從而判斷每個像素的歸屬。另外為了降低最佳濾波器參數估計的計算量，吳高洪等[20]49提出了一種新的在雙紋理分割中估計Gabor濾波器參數的方法，根據紋理圖像功率譜在頻域上的分布相對集中但并不局限于單一頻率的特性，通過比較兩類紋理之間的傅里葉功率譜密度來設計濾波器。但是由于紋理樣本的多樣性使得這些方法仍然具有很大的盲目性。為了回避濾波器的選擇問題，有人提出了利用濾波器組的概念將Gabor濾波器鋪滿整個頻域，而不用把精力過多的放在濾波器參數選擇上。
Farrokhnia等[17]1170提出了建立倍頻程、對稱的Gabor濾波器組的方法。另外由于Gabor函數系是非正交的，所以濾波提取的特征中存在大量的冗余信息，這些冗余信息是統計相關的。所以降低濾波后子圖像的數目或維數，剔除冗余信息也成為后期研究的主要內容。Guo等[21]200提出了一種特征整合的方法，給出一種基于功率譜的降低冗余的技術；在此基礎上，向世明等[39]也提出了采用獨立主量分析（Independent Component Analysis， ICA）的方法降低特征空間維數，避開了濾波器的參數選擇。但是以上鋪滿整個頻域的濾波器方法并沒有考慮各濾波器響應之間的關系導致這些方法的應用范圍比較狹窄。
本文提出的方法通過計算Gabor濾波器組內各濾波器輸出的頻譜能量的自相似性，將它們存儲在自相似矩陣中，用自相似矩陣來描述紋理特征。由于紋理的復雜性，使得各濾波器響應之間的關系比濾波器響應本身更為重要。自相似矩陣揭示了各濾波器響應之間相似程度，不僅可以降低紋理特征提取時對濾波器參數的依賴，同時不會增加特征空間的維數。
另外由于Gabor濾波器組分別提取了紋理不同方向和尺度的頻域特征，這樣使得自相似描述較好地提取了紋理信息，同時克服了使用紋理灰度信息的自相似特征描述子容易出現相同形狀的圖像描述子可能比較接近的問題。這是因為雖然圖像具有相同形狀，但是它們的局部的譜能量自相似描述卻有較大區別，如圖1所示。其中圖1（a）、（b）和（c）樣本中均具有“心型”圖案模式，文獻[36-37]中介紹的采用灰度信息的局部自相似特征描述子將會產生十分相似的描述，然而圖1（a）、（b）和（c）中的紋理卻具有較大的區別。采用本文提出的紋理特征提取三樣本中的譜能量自相似描述子如圖1（d）所示，比較它們的描述子可以發現此三個樣本的紋理屬性還是具有較大的差別。
圖3為一組紋理測試樣本集，其中：圖3（a）為紋理模板（截取自Brodatz紋理庫的D3）；圖3（b）～（g）為待比較的紋理樣本，分別截取自Brodatz紋理庫的D3（與模板不同的位置）、D4、D6、D13、D15和D27。表1顯示了紋理濾波器組的尺度數目從2增加到5，方向數從4增加到10的不同比較結果。通過待檢測紋理與模板紋理描述子的匹配程度看出，與模板紋理同屬D3的待檢測紋理的匹配程度最好。而且除了r=3，θ=6時的D13之外，不同的尺度和方向參數的匹配結果基本是一致的，即在不同濾波器參數的設置情況下，待檢測紋理與模板紋理的匹配程度的排序是基本不變的。由此可以看出：本文紋理描述方法受濾波器參數的影響較小，因此在實際使用中只需事先設定濾波器的尺度與方向即可，不用在濾波器參數選擇上花費更多的時間與精力。
通過測試結果可以看出，本文提出的基于Gabor濾波器組局部譜能量的自相似矩陣的紋理描述方法的分類正確率高于文獻[36]提出的局部自相似描述子和MPEG7中的HTD紋理描述子的分類方法。
4結語
本文提出了一種頻域上的紋理自相似性描述的方法，采用Gabor濾波器組對模板紋理進行頻域濾波，計算每兩個濾波器輸出頻譜局部譜能量之間的自相似矩陣，最后以該自相似矩陣作為紋理模板的描述。基于這種描述方法完成了紋理檢測和分類任務的測試。實驗證明紋理自相似矩陣是一種十分簡單、有效的紋理描述方法。未來可能的研究方向有：1）設計尺度和方向不變的自相似矩陣的描述方法，使之能夠適應自然緩變紋理分析；2）減少紋理描述的窗口效應，實現精確的紋理分割。
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【論文摘要】：隨著我國的經濟發展，能源危機成為制約我國經濟發展的重要因素，可再生能源受到人們的重視，其中水力發電是人們利用最為廣泛的可再生能源。文章針對水力發電系統逆變器的諧波污染，提出了治理措施。
前言
近年來，可再生能源并網發電技術成為研究熱點。作為可再生能源發電系統中的關鍵環節，并網逆變器及其控制技術越來越受到關注。逆變器并網發電運行的主要控制問題是逆變器輸出正弦波電流(即并網電流)控制技術，要求并網電流能實時跟蹤電網電壓頻率、相位和并網容量給定的變化，且電流的總畸變失真要低，以減小對電網的諧波影響。其控制目標是實現正弦電流輸出和相位控制，使逆變器工作在單位功率因數并網模式。
前的并網逆變器采用的功率開關器件多是IGBT，就可以實現很高的開關頻率，一般開關頻率為2kHz~15kHz。然而功率開關器件的高開通關斷頻率卻會產生高次諧波，注入到電網中，產生諧波污染，這將對電網上的其他電磁敏感的設備產生干擾。所以我們就需要在電網和變流器之間接上諧波濾波器。
目前最常用的方法是在并網逆變器和交流電網之間串聯輸入電感來降低高次諧波的含量。但是當逆變器開關頻率很高時，要想得到滿意的濾波效果，就需要很大的電感值，從而花費過高成本，電感體積太大，并且大電感還將使得系統的動態響應變差。文章采用LCL濾波器來解決L濾波器所存在的問題。
一、水力發電系統簡介
水力發電系統由發電機、AC/DC轉換、PWM逆變器、LCL濾波器組成。發電機使用異步電機，異步電機并網發電是利用電網提供以同步轉速轉動的旋轉磁場， 在轉差率為負值的工況下，其磁力矩與轉速方向相反，機械力矩方向與轉速方向相同，磁力矩作負功，機械力矩作正功(轉化為電能)，向電網輸出電能。常用作發電的一般為三相鼠籠式異步電機，三相繞線式異步電機和單相電容式異步電機也可作為發電使用， 但技術性指標差。電能經PWM逆變器后變為正弦調制波，這時的電能含有大量的高次諧波，為了減少諧波污染，加入LCL濾波器。
二、電力系統諧波危害
并網系統的電能質量主要取決于輸出電流的質量，為了能夠給電網提供高質量的電能，并網逆變器的電流控制發揮了重要的作用，因此，對并網發電用三相逆變器研究就顯的尤為重要。
由于三相PWM逆變器具有功率因數高，效率高等諸多優點，因此在可再生能源的并網發電中得到廣泛應用。但是三相PWM逆變器在其開關頻率及開關頻率的整數倍附近，產生的高次諧波注入到電網中，會產生諧波污染，這將對電網上的其他電磁敏感的設備產生干擾。
諧波對電力系統和其它用的設備可能帶來非常嚴重的影響，主要危害可歸納為：
在電力危害方面：
（1）使公用電網中的設備產生附加諧波損耗，降低發電、輸電及用電設備的 使用頻率增加電網損耗。零線會由于流過大量的3次及其倍數次諧波造成零線過熱，甚至引發火災。
（2）諧波會產生額外的熱效應從而引起用電設備發熱，使絕緣老化，降低設 備的使用壽命 。
（3）諧波容易使電網與補償電容器之間產生串聯并聯諧振，使諧振電流放大 幾倍甚至幾十倍，造成過流，造成電容器以及與之相連的電抗器、電阻器的損壞。
（4）降低產生、傳輸和利用電能的效率。
在信號干擾方面：
（1）諧波會引起一些保護設備誤動作，如繼電保護的熔斷器等。同時也會導 致電氣測量儀表計量不準確。
（2）諧波通過電磁感應和傳導耦合等方式對鄰近的電子設備和通信系統產生干擾，嚴重時會導致它們無法正常工作。
所以，減輕直至消除這些危害，對于供電和用電設備的節能降耗，乃至于對整個社會能源利用率的提高，都具有極其重要的意義。由于LCL在抑制諧波方面具有的優點，因此研究LCL濾波器具有很重要的現實意義。
三、并網逆變器矢量控制
控制電路的目的就是控制并網逆變器六個開關管的通斷，產生與正弦波等效的一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形，等效的原則是每一區間的面積相等。如果把一個正弦半波分作n等份，然后把每一等份的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替，矩形脈沖的中點與正弦波每一等份的中點重合，而寬度是按正弦規律變化。這樣，由n個等幅而不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦半周等效。同樣，正弦波負半周也可用相同方法與一系列負脈沖波來等效。
為了達到控制目的，我們選用矢量控制的方法。矢量控制最初用于控制異步電機，把交流電動機等效為直流電動機控制，后來經過多年的發展，逐漸形成了一套比較完整的矢量控制理論體系。最近二十多年來由于電力電子、計算機及微電子技術的飛速發展，矢量控制技術在高性能交流驅動領域的應用已經越來越廣泛。矢量控制大大簡化了控制的難度，并會獲得較好的控制效果，因此我們將采用矢量控制的方法對并網逆變器進行控制。
我們采用兩個電流內環、一個電壓外環的雙閉環系統，來達到實際需要的精度和動靜態性能。這種方法是取直流側電壓與給定電壓比較，產生作為輸入的直軸電流，取逆變器側電感電流作為反饋，產生控制逆變器的脈沖信號。當發電機的直流電壓不穩定時，通過逆變器側電感電流的反饋，可以調節逆變器6個開關管通斷時間，使其輸出與電網電壓幅值、相位相吻合。
四、LCL參數設計
逆變器側是三個電阻為R、電感為L的電抗器，網側是三個電阻為Rf、電感為Lf的電抗器，網側電抗器和變流器側電抗器之間是三個星形聯結的電容器Cf。六個功率開關由控制電路產生的脈沖信號控制其通斷，從而產生與正弦波等效的等幅矩形脈沖序列波。經逆變器形成的三相交流電經LCL濾波器濾除諧波后并入電網。
由于在LCL參數選擇比較復雜，國際上也沒有一種統一的設計方法，因此文章綜合考慮電網側電流最大允許脈動、逆變器開關頻率和阻尼特性等要求，通過計算的方法得出一種簡單有效的設計方案：通過選擇逆變器側所需要的電流紋波來設計內部電感L，通過選擇在額定狀態下吸收的無功功率來決定電容值，通過選擇期望電流紋波減少量來設計Lf。由于逆變器開關管通常工作在高頻方式，一般為15kHz，所以該濾波器屬于低通濾波器，目的是濾除高頻開關紋波。
通過計算得出LCL參數后，我們采用MATLAB中的SIMULINK模塊進行仿真，通過反復實驗后得出一個滿足要求的實驗結果。
五、主動阻尼控制器的設計
由于LCL濾波器是諧振電路，對系統的穩定性有很大影響，如果不采取很好的控制策略，會使電流的諧波畸變率增大。為了抑制LCL濾波器的諧振，可以采取增加濾波器阻尼的方法，但是增加無源元件，如電阻等，會造成功率損耗，降低系統的工作效率。除此之外我們還可以采取增加主動阻尼的方法，所謂主動阻尼，是指主動采取控制策略的方法，達到與被動阻尼相同的效果。
用主動阻尼的方法替代實際的諧振阻尼電阻作用，這樣即使主動阻尼的阻值很大，也不會造成功率損耗，降低系統的效率。由于電壓電流雙閉環控制具有系統對參數變化不敏感，穩定性高的優點。采取這種控制策略與通常的雙閉環不同之處在于，增加了對電容器電流的前饋控制。
結語
IEEE 1547標準嚴格限定負載注入電網的電流總諧波畸變要小于5%，35次以上諧波的畸變率要小于0.3%。通過我們對逆變器矢量控制、LCL參數和主動阻尼器的設計，將基本達到這一要求。
參考文獻
[1] 魏昊， 張淼， 嚴克劍. 基于空間矢量控制的PWM整流系統的研究[J]. 廣東有色金屬學報， 2006，16(3).
關鍵詞數字信號處理；教學改革；實驗課程；MATLAB；工程教育專業認證
中圖分類號：G642.0文獻標識碼：B
文章編號：1671-489X（2017）24-0156-03
1引言
工程教育專業認證是一種以培養目標和畢業出口要求為導向的合格性評價，是國際通行的工程教育質量保障制度，也是實現工程教育國際互認和工程師資格國際互認的重要基礎。工程教育專業認證的核心就是要確保工科的專業畢業生達到行業認可的既定質量標準要求。目前，工科的教育實踐重理論輕實踐，重視知識學習而輕視開拓創新能力的培養，強調個人能力而忽視團隊協作精神，缺乏解決復雜工程問題能力的培養。因此，有必要結合實踐教學改革，解決學生培養中有待解決的問題。
數字信號處理是目前電子信息專業的一門核心基礎課，是信息類及相關專業人才培養的重點課程。無論是無線通信系統的發展，還是數字消費電子市場的發展，在人工智能、模式識別等諸多方面都離不開數字信號處理技術。因此，無論是對學生今后的就業，還是繼續深造從事相關研究，學好數字信號處理這門課程都是至關重要的。通過本課程的學習，要使學生建立數字信號處理的基礎理論知識體系，掌握常用的基本分析方法和分析工具，為從事通信和信息處理等方面工作和研究打下基礎[1-3]。
然而，本課程的理論性強，原理抽象復雜，公式及推導煩瑣，令人感覺枯燥難懂，學生大多對這樣的課程興趣不高，課堂效率較低。對于這樣一門理論性和實踐性要求均較強的綜合課程，如何有效地組織課堂教學內容并適當地增加實踐環節，使學生打好理論基礎的同時提高應用型技能，實現在做中學，是值得探討和需要解決的關鍵問題。
為此，本次實踐型教學改革研究探索主要針對該課程的設置特點，參照培養目標、畢業要求和教學大綱，協調相關課程，積極進行教學內容改革，開發出既有利于夯實學生基礎，又能提高學生解決實際問題能力的教學計劃和課程教案。為提高課堂教學效率，采用多種教學方式相結合，使表現形式更加豐富、生動和直觀，以此來吸引學生的學習注意力，激發學生的學習興趣。根據課程內容和學生特點，在教案中制定具體方法步驟，增加個性化和前沿內容。同時，增加適當的專題報告，一方面作為教材內容的補充，另一方面有利于多樣化教學。在此基礎上擴大學生知識面，提高學生專業素養以及實踐能力，培養學生分析問題和處理問題的能力。增加應用型和實例型作業，開發設計與教材相配套的練習題。教師結合承擔的相關科研工作，向學生介紹該學科領域近年來取得的一些新成果、新進展及新技術，鼓勵學生參與教師科研，以此培養學生的科研能力。此外，制訂合理的考核計劃以及考核內容，建立與之相適應的評價體系和反饋機制，全面檢驗學生學習和教師講授效果，并持續改進以實現教與學的最優化。
2教學設計改革探討
數字信號處理主要內容包括離散時間信號與系統的時域分析、頻域分析，離散傅里葉變換，快速傅里葉變換，數字濾波器的設計，數字濾波器的結構和多采樣率數字信號處理。通過該課程的學習，能夠讓學生掌握基本概念和基本分析方法，在此基礎上建立數學模型，用于解決計算機信息處理的實際問題。長期以來，本課程的課堂教學形式主要采用板書式單一教學方式。教師板書推導、講解，學生課堂上聽教師講，課后通過完成作業來鞏固課堂學習的內容。在這種學習情境下，學生的時間和精力被繁雜的計算推導所占用，而未必能理解解題背后的正真意義。此次實踐型教學改革探索的具體教學設計思路如下。
通過協調相關課程，整合教學內容，拎主線、抓關鍵，去粗取精主要闡述離散系統、頻譜分析及濾波的基本原理和方法，用實用、易懂的理論推導并講解，通過實例對數字信號處理相關的基本原理和方法進行全面介紹，增加專題講座和前沿動態介紹以及實用案例教學，從而使學生掌握離散系統和離散信號的基本特性，掌握離散信號各種變換、數字濾波的基本方法，掌握數字濾波器的設計以及數字濾波器的特點，并且能夠靈活運用這些理論知識解決實際問題。
豐富教學手段和方法在講授過程中可采用啟發式教學、討論式教學、多媒體示范教學等方法，互相補充、揚長避短，激發學生興趣，吸引學生主動學習。對于一些公式的推導，邏輯性和推理性強，如果采用多媒體教學的話，PPT翻新太快，學生來不及思考。因此，這部分內容采用板書，把握好學生節奏，逐步推理。對于難以接受的抽象概念，學生需要形象直觀地認識。教師利用多媒體教學手段和仿真軟件進行圖形和動畫展示，在提高學生興趣的同時，使難以理解的內容通過形象化的界面給學生留下深刻印象。
此外，在整個教學過程中，如果自始至終都由教師來講，會比較枯燥，因此嘗試選擇一些較為簡單的章節讓學生來講解。學生通過準備和制作課件，加深對理論知識的了解，激發學習的興趣，也培養了表達能力。教師在此基礎上對學生所講的內容進行點評并補充。這樣一方面會調動學生的積極性，充分做好預習工作；另一方面，自己的同伴當小老師對于學生來說是新奇的，更容易激發學習興趣。
實驗與教學相互補充、相輔相成對于一些基礎性、驗證性實驗可以穿插在教學過程中進行，以多媒體的方式展現，這樣既可以加深學生對理論知識的理解，又能節省實驗課時，騰出時間增加一些設計性、綜合性實驗，培養學生靈活應用所學知識解決實際問題的能力，以適應實踐型需求；設計一些復雜性的工程問題，通過學生組隊完成，不僅可以提高學生解決問題的能力，而且能夠培養學生的團隊合作能力。
合理布置作業與充分利用第二課堂合理布置作業，注重完成效果，安排時間進行課外答疑與輔導工作。通過組織學生參加實踐活動，參與學術水平較高、實踐經驗豐富的專業教師的研究課題，培養學生綜合運用所學知識解決實際問題的能力和創新精神；充分利用課后時間調動學生自主學習，跟蹤分析完成情況，并反饋到教學中。
3實驗課程改革探索
數字信號處理實驗課程是對課堂教學的補充和提升。目的是通過各類實驗，加深學生對課堂所學理論知識的理解，通過案例，編寫MATLAB程序來解決信號分析和處理問題。之前所設置的實驗都是簡單單一的實驗項目，很難讓學生將理論很好地聯系到實際應用中，因此非常有必要對實驗模式進行改革，建設綜合實驗體系。根據該課程的內容特點和教學目的，科學合理地設置實驗項目，制訂基礎型、提高型、研究型三層次的實驗教學方案[4-5]。
基礎型實驗主要是一些驗證性實驗，包括時域離散信號和系統時域分析、時域離散信號和系統頻域分析、離散傅里葉變換、快速傅里葉變換。每個實驗對應課程的一部分基礎理論內容，主要用于鞏固和理解數字信號處理基礎理論，用以幫助學生加深對知識點的理解，明確具體的實驗過程，這些可以在學生預習環節完成。
提高型實驗包括數字濾波器設計實驗，有IIR數字濾波器設計、FIR數字濾波器設計等。這些具體的信號處理實例能夠加強學生對濾波器基本理論的理解和實踐能力，這部分內容作為課堂驗證實驗。
基于項目的研究型實驗設計有一定的開放性，能夠讓學生對各個知識點都融會貫通，又能提高工程實踐能力和團隊合作精神，為以后就業從事相關的工作做好準備。這類實驗主要由教師課后指導，學生組隊完成。
實驗考核方式也做了相應調整，分別是基本實驗和綜合能力兩部分。基本實驗又基于實驗過程和實驗結果兩個方面進行評分：每次實驗結束前以提問的方式對實驗過程的關鍵要點進行考核，依據回答情況給出實驗過程得分；在實驗結束后，學生需完成實驗報告，分為預習報告和實驗報告，依據實驗報告的撰寫情況給出實驗結果考核分數。
綜合能力考核用于考查學生綜合應用該課程知識與方法的能力，通過項目設計和小論文兩方面進行考核。依據設計的項目和提交小論文的原創性、新穎性和現實意義等給出綜合能力分。
按照以上實驗課程改革思路實施教學改革，既可以加深學生對基礎知識的掌握和鞏固，又能培養學生對所學知識的綜合應用能力，使學生更加直觀地領會常用的基本分析、設計方法和處理結果，有利于調動學生的學習積極性和興趣，提高解決復雜工程問題的能力，培養適應社會需求的實踐型人才。
4多層次的考核激勵與持續改進機制的建立
為提高學生的綜合素質和實際應用能力，培養創新精神，應同時建立相應的多環節綜合考核評價機制，全面檢查學生各方面綜合能力。改革本門課程原有筆試為主的考核方式，增加出勤成績、作業成績、實驗成績組成，綜合表現、第二課堂評價成績等，采用多層次評價以體現學生的綜合素質。同時，建立評價體系和反饋機制，將階段性效果反饋至教學中，對教師的授課內容、授課方式、實驗內容以及綜合設計等進行不斷總結和調整，逐步實現教與學的最優化。
5結語
針對工程認證背景下數字信號處理課程教學過程中存在的問題與不足，提出基于實踐的教學改革思路。此改革探索以理論為基礎，優化實踐與考核方式，注重培養學生的應用能力、團隊合作能力及系統工程能力。這種教學改革模式將理論學習與實踐訓練相結合，有利于培養學生獨立思考、分析問題與解決問題的能力，加強合作和溝通技巧，促進綜合實踐與創新能力，有助于高層次工程技術人才的培養。
參考文獻
[1]熊美英，謝水珍.《數字信號處理》課程教學改革研究[J].科技資訊，2016，14（27）：70.
[2]沈希忠.數字信號處理課程的應用型教學模式探索[J].高教學刊，2016（22）：98-99.
[3]陳俊杰，周暉.數字信號處理課程教學改革初探[J].中國教育技術裝備，2016（12）：99-100.
[4]何朝霞.數字信號處理實驗教學改革的探索[J].實驗室科學，2015，18（3）：103-105.
【關鍵詞】 甚長基線干涉測量 數字基帶轉換器 格式轉換
Abstract： The paper introduces two kinds of data format of DBBC which is used in interference measurement system of Deep space TT&C station. Then analyzes the algorithm that convert from RDEF format to NARK5B format， and the simulation results of the algorithm are given， which prove the correctness of the algorithm.
Keywords： VLBI； DBBC； Format conversion
一、引言
τ諫羈仗講餿撾瘢航天器的測量與控制是任務成敗的關鍵。受距離超遠的影響，傳統的單站距離、速度、角度測量體制無法滿足深空探測器測量精度要求。而甚長基線干涉測量VLBI（Very Long Baseline Interferometry）以其高精度測角的特點在天體物理、大地測量、地球物理、深空探測等方面得到廣泛的應用[1]。
VLBI是20世紀60年代后期發展起來的射電干涉測量新技術[2]。經過50多年的發展，VLBI已經成為當代角分辨率最高、定位精度最好的天文觀測技術[3]。
深空干涉測量基帶轉換器是VLBI系統的重要組成部分，主要承擔著寬帶數據采集、頻帶選擇、基帶轉換、數據傳輸及存儲等任務，是后續信號處理的基礎。
我國深空測控站數字基帶轉換器采用兩種國際上流行的數據格式，即MARK5B數據格式和RDEF（Delta-DOR Raw Data Exchange Format，Delta DOR原始數據交換格式）。MARK5B數據格式為國際上大部分數字基帶轉換器采用，主要對于單邊帶實信號記錄，廣泛應用于射電天文領域，但其記錄通道數和單通道量化位數的選擇受到一定限制[4]；RDEF數據格式是CCSDS（The consultative committee for space data system，空間數據系統咨詢委員會）的標準格式，信號形式為復信號。由于每次觀測的各通道數據都會單獨產生一個產品文件，因此RDEF數據格式在通道數及量化位數的選擇方面十分靈活，主要應用于深空探測領域[5]。
國外數字基帶轉換器產品主要支持MARK5B的數據格式，而我國深空站兩種數據格式均支持，為了更好的開展國際合作，有必要通過軟件將RDEF數據格式轉換為MARK5B數據格式。
二、數據格式簡介
2.1 MARK 5B數據格式
Mark 5B數據在記錄介質上被分為等長的數據幀。每個數據幀以4個32-bit字的幀頭開始，緊接著2500個32-bit字的數據序列[6]。在每個整數秒時刻有一個數據幀的分界。
（1）幀頭格式
Mark 5B數據幀的編制采取幀頭不代替數據字的形式，即幀頭插入連續的數據字序列中，幀頭的格式見圖1。
每個數據幀頭包括以下信息：
字0：同步字“ABADDEED”；
字1：比特31～16是用戶定義內容（比如，臺站ID號）；比特15是測試向量標志（1表示記錄的是測試向量，0表示記錄的是VLBI數據）；比特14～0是每一秒鐘內的幀序號（當整數秒時刻到來時，新的幀頭序號從零開始）；
字2～3：記錄起始數據的BCD時間碼和16比特循環冗余校驗碼。
（2）數據字格式
單通道量化位數為1，2，4和8位。數據段包含2500個32比特字的數據序列。幀頭中記錄的時間是每一幀中各有效比特流被第一次采樣的時刻。
2.2 RDEF數據格式
RDEF數據格式由兩類文件構成，即觀測文件和產品文件，后綴分別是.obs和.prd[7]。
觀測文件是多行ASCII文本文件，包含測控站ID、接收設備ID、射電源ID、航天器標識、觀測時間和記錄數據長度等信息。
數據文件是二進制文件。每一個產品文件代表一個測站、一次掃描、一個通道的觀測數據，所以在一次觀測任務中，將產生多個產品文件。產品文件包含多個記錄（Data Record），每個記錄由兩部分組成，一是幀頭部分（Header Section），一個是數據部分（Data Section），其結構如圖2所示。
幀頭部分數據長度為176字節，包含測站配置參數和描述記錄數據的信息，主要包括采樣時間、采樣速率、信號帶寬、中心頻率、量化位數等。
數據部分（Data Section）由一個測站、一次掃描、一個通道在一秒鐘內的觀測數據組成，其數據長度與記錄速率有關。數據部分的數據為復數形式，即同相位（In-phase，I路）和正交相位（Quadrature-phase，Q路）。I路和Q路的量化位數應為1，2，4，8或16-bit，I路和Q路數據必須緊鄰組成32位字。
三、格式轉換數據處理算法
RDEF數據格式為復信號，設其帶寬為B，采樣速率為fs，則fs=B。將該信號轉換為MARK5B格式后，變為實信號，其信號帶寬仍然為B，采樣速率fs’=2fs。轉換前后信號頻譜如圖3所示。
由圖3可知，復信號（RDEF格式）頻率不具有對稱性，可分析帶寬為-fs /2～fs /2。實信號（MARK5B格式）頻譜具有對稱性，可分析帶寬0～fs。這里采樣頻率fs為轉換前復信號采樣頻率。
根據上述頻譜變換方式，可設計信號處理原理框圖如圖4。
RDEF數據從A點送入2倍內插模塊，采樣頻率變為fs’=2fs，得到B點數據。經過低通濾波，濾除鏡頻信號，獲得C點復信號I+jQ。C點信號通過頻譜搬移，向正半軸方向頻譜平移B/2，得到D點數據。由于頻譜搬移為新的采樣速率的0.25倍，因此D點復信號實部和虛部序列如圖4所示。D數據的實部和虛部之和形成E點數據，即MARK5B格式數據輸出。
圖4中，2倍內插是在2個采樣點之間補1個零，其后續運算采樣速率為fs’=2fs；FIR濾波器為低通濾波器，歸一化通帶為0.24，歸一化阻帶為0.26，帶外抑制50dB，系數個數114；乘法器為復數相乘，數字本振的輸出為復信號，其實部和需部的輸出取值為0，-1，1。通過仿真分析，圖4中各關鍵信號處理步驟的頻譜如圖5～圖8所示。
圖4所示的2倍內插和FIR低通濾波可采用多相濾波結構，而后續的頻譜搬移和相加器也可以根據信號特點進行簡化處理，其最終實現框圖如圖9所示。
采用多相濾波Y構，可以將濾波器提前至內插器前，減少了運算量。圖4中的FIR濾波器分為圖5中FIR1和FIR2，內插至于濾波器之后。圖4中的頻譜搬移和后續的加法器由圖5中的延遲器、加法器和選擇器代替。
四、結束語
通過上述分析可以看出，采用合適的數字信號處理算法，可以將深空干涉測量基帶轉換器的RDEF數據格式轉換為MARK5B數據格式。該算法包括內插、FIR濾波、頻譜搬移等運算。通過多相濾波的結構，可以大大減少運算量。通過仿真分析，證明了該算法的正確性。
參 考 文 獻
[1]楊文軍，郝龍飛. VLBI終端系統的發展歷史和未來展望.[J]. 天文研究與技術， 2012，9，（4）：374-380.
[2]張彥芬， 蘇利娜， 王力. VLBI技術的發展與展望[J]. 北京測繪， 2010（4）：23-25.
[3]羅近濤等. VLBI數字基帶轉換器測試進展[J]. 天文研究與技術， 2010 7（3）：214-221.
[4] Gino Tuccari， Alan Whitney， Hans Hinteregger， et al. IVS-WG3 Report on the Backend System[R]. IVS Memorandum 2006-003v01， 2004.
[5] Bill Petrachenko. VLBI2010 Digital Back End （DBE） Requirements[R].IVS Memorandum 2008-014v01， 2008.
