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開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇電源電路設計原理，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
【關鍵詞】C51單片機；電紅外傳感器；防盜報警
一、設計防盜報警系統的主要內容
本設計利用熱釋電紅外傳感器和單片機控制模塊等器件，設計了基于熱釋電紅外傳感器的防盜報警系統。由于它利用的是人眼無法看到的人體發出的紅外線作為信號源，組成一個無線的監控區域，所以具有極高的保密性和可靠性，只要有人非法侵入監控區域，人體發出的紅外線就會被熱釋電傳感器捕抓到，然后發出一個控制信號，這時電路就會給單片機控制系統輸入信號，使整個報警系統工作，以引起相關人員注意，同時數碼顯示器點亮，顯示報警地點。該報警系統由一臺接收機和若干臺信號探測器組成，根據防盜要求，發射機可設置在不同的需要的區域，接收機設置在一個固定的地方。首先，為系統設計方案劃分功能模塊。第一部分是電源模塊；第二部分是紅外探測模塊（可以有多個紅外探測器，置于多個需要的地方）；第三部分是主機模塊（包括顯示器，處理器，報警器等）。其次是確定硬件電路的設計，包括芯片選擇，具體電路的設計（如紅外探測電路，電源電路，主機電路，報警電路，顯示電路等）。最后是軟件部分的設計，軟件的設計主要是以具體芯片以及理解具體的硬件電路的基礎上，進行設計編程。
二、防盜報警系統的組成
防盜報警系統主要是由紅外線人體入侵檢測電路，編碼與無線發射電路，無線接收與解碼電路，單片機控制電路，顯示電路，報警電路，遙控電路和電源電路。其框圖如圖1。
圖1 防盜報警系統框圖
其主要的原理為：紅外線人體入侵檢測電路的核心就是一個探測器，用來探測是否有人體非法入侵，如果沒有人體入侵的話，就不輸出信號或者輸出的信號為0。當有人體入侵時，此探測器會根據人體的入侵速度發出1mV左右的脈沖電壓信號（脈沖頻率由入侵的人體的速度決定，在0.1Hz在10Hz之間）。之后，該電路對信號進行處理，濾除無用的信號和放大信號，使之能夠為單片機直接采集到。單片機采集到信號后，根據信號發出控制信號。當采集到無人入侵時，使七段數碼顯示器顯示“----”，報警電路不工作。當采集到誘人入侵信號時，使七段數碼顯示器顯示相應的數據，如“1”、“2”，而且給報警電路發送控制信號，使報警電路工作，發出報警。電源電路為上面所訴的電路提供穩定的+5V的電壓，而且，在電源電路中有一控制按鈕，用來控制電源的通斷，同時作為布防撤防按鈕。在本設計中，當一處有報警信號時，顯示器顯示當前報警區域，當另外一處有報警信號時，顯示器不顯示報警區域，只有將系統撤防在布防后才能在此顯示另外的報警電路。
三、硬件電路設計
1．電源電路設計。電源電路設計原理:考慮采用典型的變壓器降壓，全波整流，電容濾波及集成電路穩壓的思路進行設計。由于單片機及其他電路等都用5V作為工作電源，所以在經整流和濾波電路后再用三端集成穩壓電路進行穩壓，為后續電路提供穩定可靠的5V直流電源，三端穩壓集成電路采用LM7805。其中按鍵作為撤防/布防開關，控制系統的運行與停止。電源通過變壓會使輸入、輸出電壓不同，從而達到升壓或降壓的目的。具體電路圖如圖2。
圖2 電源電路
2．信號采集電路設計。在探測技術中，所謂的“被動”是指探測器本身不發出任何形式的能量，只是靠自然界的能量或者能量的變化來完成讓車目的。被動式紅外報警器的特點是能夠響應入侵者在所防范的區域能移動時所引起的紅外輻射變化，并能使主控電路產生相應控制信號，從而完成報警功能。圖3所示為本設計采用的信號采集電路。
圖3 信號采集電路原理圖
其工作原理為：當人體輻射的紅外線通過菲涅爾透鏡被聚焦在熱釋電紅外傳感器的探測元上時，電路中的傳感器將輸出的電壓信號，然后使該信號先通過由C1、C2、R1、R2組成的帶通濾波器，該濾波器的上限截止頻率為16Hz，下限截止頻率為0.16Hz。猶豫熱釋電紅外傳感器輸出的探測電壓信號十分微弱（通常僅有1mV左右），而且是一個變化的信號。同時菲涅爾透鏡的作用又使輸出信號電壓呈脈沖形式（脈沖電壓的頻率由被測物體的亞東速度決定，通常為0.1Hz~10Hz左右）。所以應對熱釋電紅外傳感器輸出的電壓信號進行放大。本設計運用集成放大器LM324進行兩級放大，以使其獲得足夠的增益。當傳感器探測到人體輻射信號的紅外信號并通過放大后送給窗口比較器時，若信號幅度超過信號比較器的上下限，系統將輸出高電平信號；無異常情況時這輸出低電平信號。在該比較器中R8、R9、R10、R11用作參考電壓，即參考電壓分別為3.8V和1.2V。最后，這個信號將會傳輸給單片機P1口的相應引腳，為單片機提供源信號，使單片機發出相應控制信號，使整個系統作出相應的動作，從而完成系統任務。
3．主控電路設計。主控電路由處理模塊，顯示模塊，報警模塊三部分組成。處理模塊即為單片機及其周邊電路，報警模塊即為蜂鳴器和紅色LED燈組成的電路，顯示模塊即為7段數碼顯示器構成的顯示電路。其工作原理是處理模塊接受信號，判斷其是那路信號采集電路的信號，然后產生相應的控制信號，控制顯示器和報警器工作。本設計的報警電路才用的是簡單的將發光二極管、報警器于單片機的P1.7引腳相接。因為一般情況下，單片機P1口為高電平，求，故P1.7通過一個非門取反后才與報警電路相接，使之能滿足系統要。圖4為報警電路的原理圖。
圖4 報警電路的原理圖
本文簡要介紹了防盜報警器的分類及主要內容，然后討論了防盜報警系統的組成。在前面兩個部分的基礎上，本文對部分硬件電路進行了設計。包括電源電路設計、信號采集電路設計、報警電路設計。
參考文獻
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[4]孫余凱，吳鳴山，項綺明．傳感器應用電路300例[M]．電子工業出版社，2008
【關鍵詞】三相逆變電源;DSP IC;全數字控制;設計
在當前，隨著電力電子技術的高速發展，尤其是逆變技術在多領域的廣泛應用，人們對逆變電源的性能要求也較過去有了較大程度的提高，不僅要求輸出的波形質量盡量好，而且對其穩態與動態性能的要求也日益更高。基于此，本研究成功設計了一種基于DSP IC全數字控制的三相逆變電源，現對其技術方案簡要陳述如下，以供業內人士參考。
1.本三相逆變電源的總體設計思路
在本設計方案中，主要包括的幾個部分為：
①括主控制電路;
②驅動保護電路;
③工作電源;
④三相逆變電路;
⑤輸出濾波電路;
⑥穩壓電路;
⑦前級處理電路。
其具體設計思路如圖1所示。
圖1 三相逆變電源的總體設計思路
2.硬件設計
2.1 主控制芯片的選擇及其特性簡述
本設計選用的是美國微芯科技公司生產的DSP IC數字信號控制器（DSC）為電源的主控芯片，同時該芯片為16位閃存單片機設計，其快速中斷處理能力與對設備的切斷功能均頗為強大，另還兼具了數字信號處理設備（DSP）的數據吞吐和運算功能，進而在運算速度與數字信號處理方面有非常不錯的表現，對指令的執行速度甚至超過了30MIPS。此外，該芯片還配備了自編程閃存，可耐受的工作環境溫度可達到工業級。
2.2 電源開關元件的選擇及其特性簡述
本設計采用絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）作為電源開關元件，IGBT不但具有效應管（MOSFET）的高速開關功能，而且還具有電力晶體管（GTR）的低通壓降優點，是一種集多方面優點于一身的復合型開關元件。
2.3 主控制電路的設計
在主控制電路的設計中，將復位、晶振、六路PWM輸出以及報警等等多項功能考慮進其中，具體詳見圖2所示。
圖2 主控制電路原理圖
2.4 逆變電源開關元件（IGBT）的驅動電路設計
IGBT的門極驅動電路在很大程度上影響著其開關時間、功耗以及承受短路電路的能力，是關系到IGBT靜、動態性能的關鍵部件，故其對應的驅動保護電路設計尤為重要，本次詳細設計如圖3所示。
圖3 IGBT驅動電路設計圖
2.5 逆變電源的保護電路設計
一旦出現輸入（出）電流與電壓不穩定以及電源開關元件溫度過度升高的情況，有可能對整個逆變系統造成破壞性的損壞，故在本設計中，分別設計了電源的輸入過流保護電路（如圖4所示）與超溫保護電路（如圖5所示），其中，以超溫保護電路為例，一旦IGBT的溫度超過了額定溫度，主控芯片立即發出故障信號并自動將所有的IGBT切斷，同時還將通過指示燈發出警報以提示已有異常發生。
圖4 輸入過流保護電路設計
圖5 超溫保護電路設計
2.6 逆變電路的穩壓電路設計
在本設計中，為便于逆變控制系統調節輸出電壓的大小及波形，繼而采用了閉環控制策略，具體詳見圖6所示。逆變電壓經變壓器降壓整流后，再經分壓電阻分壓采樣，形成閉環。
圖6 穩壓電路設計圖
3.軟件設計
綜合借助DSPIC對數字信號的處理功能及其快速的計算能力，同時采用了SPWM脈寬調制技術，對六路PWM值實時計算，再將計算的結果傳輸到內部的PWM控制模塊產生PWM波形。其中，開關頻率選用20kHz，其周期為50μs，通過軟件對所產生的PWM波形的正弦數值進行分析并生成表格，將其提前存儲到控制芯片當中。存儲正弦數字表為180個數值，根據波形的對稱性和三相相位相互差120度的特性，在0到180的正弦數值表中加入一定計算就可以得到所需要角度的對應數值。控制芯片根據回饋采樣，利用PI調節，對正弦數值表中的每個值進行重新計算后送如PWM模塊，以達到穩壓的目的。同時每1毫秒對所有輸入采樣和各種保護進行處理，若有保護信號動作，立即關閉PWM模塊，使驅動波形變為無效，進而達到及時保護IGBT的目的。此外，為了最大程度減少啟動器對器件產生的沖擊，本設計在軟件方面還特地增設了一個軟啟動程序，進而確保其輸出的電壓不會徒然升至過高。
4.實驗結果
圖7、圖8所示為經過LC濾波前后的三相逆變電壓線電壓波形，頻率為50HZ，符合設計要求。
圖7 LC濾波前的逆變電壓波形
圖8 LC濾波后的逆變電壓波形
5.結束語
本研究成功設計了一種基于DSPIC的全數字控制三相逆變電源，其樣品目前已通過檢測，檢測結果顯示，本產品采用DSPIC進行控制，其可控性、可靠性以及波形質量與帶負載能力等，均顯著優于傳統電路設計，建議將其作為新一代逆變電源產品進行批量生產并推廣應用。
參考文獻
【關鍵詞】直流電子負載；恒流恒壓模式；蜂鳴器報警系統
0 引言
在電源、通信、蓄電池、能源等領域中，需要使用一些靜態負載，通常采用電阻、電容、電感等或將它們的串并聯組合來模擬實際負載情況，其缺點是負載占用較大的空間、精度差、形勢單一且負載大小不能進行連續調節。直流電子負載的基本原理是利用功率場效應管（MOS），絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）等功率半導體電子元件吸收電能并消耗電能。依靠功率半導體器件作為載體，實現了負載參數可調的功能，具有體積小和很高的調節精度和穩定性，能很好地模擬實際的負載，在電源設備測試中得到了廣泛的應用。本文針對傳統負載的弊病，提出了以STC12C5A60S2微控制器為核心，盡可能通過軟件替代硬件，使其具有硬件結構簡單、功能強、控制靈活的特點。
1 系統整體方案設計
基于單片機控制的直流電子負載系統結構框如圖1所示：
圖1 單片機控制的系統結構框圖
本系統由以下部分組成：核心控制電路（單片機）、電子負載電路、采樣電路、LCD顯示電路和電源電路。
該系統方案的整體結構簡易明了，將恒壓電流、恒流電路有機的結合在了一起，并接入電子開關，操作時只需通過電子開關對模式進行手動切換，以STC12C5A60S2單片機為控制核心，通過程序實現恒壓恒流值的調節、端口電壓的采集及顯示等核心功能。硬件電路中含有的運算放大器具有很大的電源電壓抑制化，可以大大減小輸出端的紋波電壓。
2 硬件電路設計
本智能控制系統由以下部分組成：核心控制電路（單片機）、功率控制電路、采樣電路、運放比較電路、LCD顯示電路和電源電路。
2.1 核心控制電路設計
采用STC12C5A60S2單片機作為核心控制單元，STC12C5A60S2系列單片機是宏晶科技生產的單時鐘、機器周期（1T）的單片機，是高速、低功耗、超強抗干擾的新一代單片機。內部集成MAX810專用復位電路，2路PWM，8路高速10位A/D轉換（250K/S），包含8位A/D、D/A轉換功能，精確度高。通過軟件編程可以實現對電壓、電流預設置、A/D采樣比較、D/A輸出、LCD顯示等多種功能，并且電路簡單，控制效果好。
2.2 功率控制電路
選用N溝道增強型MOS管作為功率管。功率MOS管具有正溫度系數，當結溫升高時通態電阻增大，導通電阻小，自帶保護二極管，有自限流作用，噪聲系數小，所以功率MOS管熱穩定性好。
2.3 恒壓電路設計
選用運放OP07，該運放器是一種低噪聲，低輸入失調電，低輸入偏置電流，開環增益高，穩定度很高的雙極性運算放大器。在反饋電路中加入電阻，使得取樣電阻上的電流可以微調，實現輸出電流與理論值相同，大大提高了輸出電流的精度，又由于運放的同相輸入端的信號來自與數模轉換模塊的運放輸出，穩定度很高。
恒壓電路原理圖如圖2所示：
圖2 恒壓電路原理圖
選用運放OP07，將同相輸入端與輸出端采用正反饋電路，在反饋電路中加入電阻R2，R3與R4并聯實現分壓。使得取樣電阻上的電壓穩定，實現輸出電壓與理論值相同。又由于運放的反相輸入端的信號來自于單片機的輸出，穩定度與精度均很高。
2.4 恒流電路設計
選用運放OP07，該運放具有低噪聲特點，低輸入偏置電流，開環增益高，是穩定度很高的雙極性運算放大器。該方案優于以上兩個方案，故采用此方案。
恒流電路原理圖如圖3所示：
圖3 恒流電路原理圖
選用運放OP07，將反相輸入端與輸出端采用負反饋電路，運放的同相輸入端的信號來自于單片機的輸出，穩定度與精度均很高。圖5中輸出端取樣電阻為2歐大功率電阻，受熱情況下其阻值改變不大。通過單片機設定負載參數。測試點的電流恒滿足表達式：Itest=U/R1，其中U為采樣電壓。
2.5 LCD顯示電路設計
傳統設計方案：選用LED數碼管顯示，LED是筆劃顯示方式，雖然直觀性好，視角大，但是該方式只能顯示特定漢字和數字，若進行多位顯示，需要多個數碼管，功耗較大，體積大。
本設計方案：選用LCD12864液晶顯示，LCD是點陣式的顯示，可以有漢字、數字、波形等多種方式顯示，靈活性大，且同一界面可以同時顯示電壓、電流、功率等多種參數，并且功耗低，體積小。
2.6 電源電路設計
變壓器通過整流、濾波、穩壓產生所需電壓。圖4中電路提供的±15V，±12V電源主要用于運放電路，+5V電源用于單片機、液晶顯示、鍵盤。
3 系統軟件設計及流程
此設計使用低功耗單片機STC12C5A60S2，利用該單片機通過程序可以實現以下三個功能：
（1）設定恒壓、恒流運行模式及參數。通過鍵盤設定以步進方式設置預設值送給單片機，單片機通過 D/A（DAC0832）將數字量轉換成相應的模擬量輸出給硬件電路，以提供所需電壓，并在LCD液晶上顯示DA步進值。
（2）采樣輸出電壓、電流并在LCD液晶上顯示。單片機通過A/D（ADC0832）對等效負載的電壓和電流進行采樣，將采集回來的數值在單片機內部進行處理后送液晶屏進行電壓、電流的顯示。
（3）當電流大于3A時，單片機就會啟動過流提示，蜂鳴器發出報警信號，在恒流模式下減小DA輸出電壓以減小電路電流，實現過載保護。
系統程序流程圖如圖5所示。
【參考文獻】
[1]閻石.數字電子技術基礎[M].高等教育出版社，2003.
[2]華成英，童詩白.模擬電子技術基礎[M].高等教育出版社.
[3]全國大學生電子設計競賽訓練教程[M].北京航空航天大學出版社，2007.
[4]裴云慶，楊旭，王兆安.開關穩壓電源的設計和應用[M].北京：機械工業出版社，2010.
關鍵詞： ARM； 壓電陶瓷； 驅動電源； PI控制器
中圖分類號： TN911?34； TP368.1 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）14?0166?05
High?resolution piezoelectric ceramic actuator power supply based on ARM
GE Chuan， LI Peng?zhi， ZHANG Ming?chao， YAN Feng
（State Key Laboratory of Applied Optics， Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， CAS， Changchun 130033， China）
Abstract： According to the requirement of the micro piezoelectric actuator for driving power supply， a piezoelectric actuator power supply system was designed. In this paper， the digital circuit and analog circuit in the power supply system were described in detail. The accuracy and the stability of the actuator power supply were analyzed and improved. Finally， the performance of the power supply was verified in experiment. The experimental results indicate that the output voltage noise of the designed power supply is lower than 0.43 mV， the maximum nonlinear output error is less than 0.024%， and the resolution can reach 1.44 mV， which can meet the requirement of static positioning control in the high resolution micro?displacement system.
Keywords： ARM； piezoelectric ceramic； driving power supply； PI controller
0 引 言
壓電陶瓷驅動器（PZT）是微位移平臺的核心，其主要原理是利用壓電陶瓷的逆壓電效應產生形變，從而驅動執行元件發生微位移。壓電陶瓷驅動器具有分辨率高、響應頻率快、推力大和體積小等優點，在航空航天、機器人、微機電系統、精密加工以及生物工程等領域中得到了廣泛的應用[1?3]。然而壓電陶瓷驅動器的應用離不開性能良好的壓電陶瓷驅動電源。要實現納米級定位的應用，壓電陶瓷驅動電源的輸出電壓需要在一定范圍內連續可調，同時電壓分辨率需要達到毫伏級。因此壓電陶瓷驅動電源技術已成為壓電微位移平臺中的關鍵技術[3]。
1 壓電驅動電源的系統結構
1.1 壓電驅動電源的分類
隨著壓電陶瓷微位移定位技術的發展，各種專用于壓電陶瓷微位移機構的驅動電源應運而生。目前驅動電源的形式主要有電荷控制式和直流放大式兩種。電荷控制式驅動電源存在零點漂移，低頻特性差的特點限制其應用[4]。而直流放大式驅動電源具有靜態性能好、集成度高、結構簡單等特點，因而本文的設計原理采用直流放大式壓電驅動電源。直流放大式電源的原理如圖1所示。
圖1 直流放大式壓電驅動電源原理
1.2 直流放大式壓電驅動電源的系統結構
驅動電源電路主要由微處理器、D/A轉換電路和線性放大電路組成。通過微處理器控制D/A產生高精度、連續可調的直流電壓（0～10 V），通過放大電路對D/A輸出的直流電壓做線性放大和功率放大從而控制PZT驅動精密定位平臺。
該設計中采用LPC2131作為微處理器，用于產生控制信號及波形；采用18位電壓輸出DA芯片AD5781作為D/A轉換電路的主芯片，產生連續可調的直流低壓信號；采用APEX公司的功率放大器PA78作為功率放大器件，輸出0～100 V的高壓信號從而驅動PZT。為實現高分辨率壓電驅動器的應用，壓電驅動電源分辨率的設計指標達到1 mV量級。
2 基于ARM的低壓電路設計
2.1 ARM控制器簡介
壓電陶瓷驅動電源中ARM控制器主要提供兩方面功能：作為通信設備提供通用的輸入/輸出接口；作為控制器運行相關控制算法以及產生控制信號或波形實現PZT的靜態定位操作。針對如上需求，本設計采用LPC2131作為主控制器[5]，LPC2131是Philips公司生產的基于支持實時仿真和跟蹤的32位ARM7TDMI?S?CPU的微控制器，主頻可達到60 MHz；LPC2131內部具有8 KB片內靜態RAM和32 KB嵌入的高速FLASH存儲器；具有兩個通用UART接口、I2C接口和一個SPI接口。由于LPC2131具有較高的數據處理能力和豐富的接口資源使其能夠作為壓電驅動電源的控制芯片。
2.2 D/A電路設計
由于壓電驅動電源要求輸出電壓范圍為0～100 V，分辨率達到毫伏級，所以D/A的分辨率需達到亞毫伏級。本設計采用AD5781作為D/A器件。AD5781是一款SPI接口的18位高精度轉換器，輸出電壓范圍-10～10 V，提供±0.5 LSB INL，±0.5 LSB DNL和7.5 nV/噪聲頻譜密度。另外，AD5781還具有極低的溫漂（0.05 ppm/℃）特性。因此，該D/A轉換器芯片特別適合于精密模擬數據的獲取與控制。D/A電路設計如圖2所示。
在硬件電路設計中，由于AD5781采用的精密架構，要求強制檢測緩沖其電壓基準輸入，確保達到規定的線性度。因此選擇用于緩沖基準輸入的放大器應具有低噪聲、低溫漂和低輸入偏置電流特性。這里選用AD8676，AD8676是一款超精密、36 V、2.8 nV/雙通道運算放大器，具有0.6 μV/℃低失調漂移和2 nA輸入偏置電流，因而能為AD5781提供精密電壓基準。通過下拉電阻將AD5781的CLR和LDAC引腳電平拉低，用于設置AD5781為DAC二進制寄存器編碼格式和配置輸出在SYNC的上升沿更新。
圖2 AD5781硬件設計電路圖
在ARM端的軟件設計中，除正確配置AD5781的相關寄存器外，還應正確配置SPI的時鐘相位、時鐘極性和通信模式[5]。正確的SPI接口時序配置圖如圖3所示。
圖3 主模式下的SPI通信時序圖
3 高壓線性放大電路設計
本文壓電驅動電源采用直流放大原理，通過高壓線性放大電路得到0～100 V連續可調的直流電壓驅動壓電陶瓷。放大電路決定著電源輸出電壓的分辨率和線性度， 是整個電源的關鍵。
3.1 經典線性放大電路設計
放大電路采用美國APEX公司生產的高壓運算放大器PA78作為主芯片。PA78的輸入失調電壓為8 mV，溫漂-63 V/°C，轉換速率350 V/μs，輸入阻抗108 Ω，輸出阻抗44 Ω，共模抑制比118 dB。基于PA78的線性放大電路設計如圖4所示。配置PA78為正向放大器，放大倍數為，得到輸出電壓范圍為0～100 V。
如果運放兩個輸入端上的電壓均為0 V，則輸出端電壓也應該等于0 V。但事實上，由于放大器制造工藝的原因，不可避免地造成同相和反相輸入端的不匹配，使輸出端總有一些電壓，該電壓稱為失調電壓。失調電壓隨著溫度的變化而改變，這種現象被稱為溫度漂移（溫漂），溫漂的大小隨時間而變化。PA78的失調電壓和溫漂分別為8 mV、-63 V/°C，并且失調電壓和溫漂都是隨機的，使PA78無法應用于毫伏級分辨率的電壓輸出，需要對放大電路進行改進。
圖4 線性放大電路
3.2 放大電路的改進
這里將PA78視為被控對象G（S），將失調電壓和溫漂視為擾動N（S），這樣就把提高放大器輸出電壓精度轉化成減小控制系統的穩態誤差的控制器設計的問題。在控制器的設計中常用的校正方法有串聯校正和反饋校正兩種[6]。一般來說反饋校正所需的元件數少、電路簡單。但是在高壓放大電路中，反饋信號是由PA78的輸出級提供。反饋信號的功率較高，為元件選型和電路設計帶來不便，故線性放大電路中不使用反饋校正法[7]。而在串聯校正方法中，有源器件的輸入不包含高壓反饋信號，所以該設計采用串聯校正方法，采用模擬PI（比例?積分）控制器G1（S）進行校正，如圖5所示。
圖5 放大電路串聯校正控制系統
圖5中，PI控制器將輸出信號c（t）同時成比例的反應輸入信號e（t）及其積分，即：
（1）
對式（1）進行拉普拉斯變換得：
（2）
由式（2）觀察可得，PI控制器相當于在控制系統中增加了一個位于原點的開環極點，開環極點的存在可以提高系統的型別，由于系統的型別的提高可以減小系統的階躍擾動穩態誤差（對于線性放大電路，可視失調電壓和溫漂為階躍擾動[8]）。同時PI控制器還增加了一個位于復平面中左半平面的開環零點，復實零點的增加可以提高系統的阻尼程度，從而改善系統的動態性能，緩解由犧牲的動態性能換取穩態性能對系統產生的不利影響[9]。
放大電路的設計中采用有源模擬PI控制器，改進后的線性放大電路如圖6所示。其中PI控制器的放大器采用AD8676，AD8676的輸入失調電壓低于50 μV（滿溫度行程下），電壓噪聲≤0.04 μV（P?P）@0.1～10 Hz，因此適合用于串聯校正環節，以提高系統穩態性能、減小輸出電壓漂移。
校正環節的系統函數為，其中、，調節R7，R8和C4的參數值，達到減小輸出誤差的目的。
3.3 相位補償
從工程角度考慮，由于干擾源的存在，會使系統的穩定性發生變化，導致系統發生震蕩。因此保證控制系統具有一定的抗干擾性的方法是使系統具有一定的穩定裕度即相角裕度。
由于實際電路中存在雜散電容，其中放大器反向輸入端的對地電容對系統的穩定性有較大的影響[10]。如圖6所示，采用C5和C6補償反向端的雜散電容。從系統函數的角度看，即構成超前校正[10]，增加開環系統的開環截止頻率，從事增加系統帶寬提高響應速度。
PA78有兩對相位補償引腳，通過外部的RC網絡對放大器內部的零極點進行補償。通過PA78的數據表可知，PA78內部的零極點位于高頻段。根據控制系統抗噪聲能力的需求，配置RC網絡使高頻段的幅值特性曲線迅速衰減，從而提高系統的抗干擾能力。圖6中，R4，C1與R5，C2構成RC補償網絡。
圖6 改進后的線性放大電路
此外電路中C3的作用是防止輸出信號下降沿的振動引起的干擾；R10起到偏置電阻的作用，將電源電流注入到放大器的輸出級，提高PA78的驅動能力。
將PI控制器的參數分別設置為KP=10、KI=0.02；超前校正補償電容分別為12 pF和220 pF；RC補償網絡為R=10 kΩ、C=22 pF。利用線性放大電路的Spice模型進行仿真得到幅頻特性和相頻特性曲線如圖7所示。從圖中觀察可得，放大系統的帶寬可達100 kHz，從而保證了系統良好的動態特性，同時相角裕度γ>60°使系統具有較高的穩定性（由于PZT的負載電抗特性一般呈容性，所以留有較大的相角裕度十分必要）。
圖7 改進的放大電路的幅頻和相頻特性曲線
4 驅動電源實驗結果
實驗用壓電陶瓷驅動電源的穩壓電源采用長峰朝陽電源公司的4NIC?X56ACDC直流電源，輸出電壓精度≤1%，電壓調整率≤0.5%，電壓紋波≤1 mV（RMS）、10 mV（P?P）。測量設備采用KEITHLEY 2000 6 1/2 Multimeter。
首先對DAC輸出分辨率進行測量，ARM控制器輸出持續5 s的階躍信號，同時在DAC輸出端對電壓信號進行測量，將測量結果部分顯示見圖8。圖8中顯示AD5781的輸出電壓分辨率可達3.89e-5 V，即38.9 μV。
在模擬電路中，噪聲是不可避免的。對于壓電驅動電源來說，噪聲的等級限制了驅動電源的輸出分辨率。圖9分別給出經典放大電路和改進后的放大電路的測試噪聲。從圖中可得通過使用PI控制器和相位補償元件將壓電驅動電源的輸出噪聲從1.82 mV（RMS）降低至0.43 mV（RMS）。
圖8 DAC分辨率實驗圖
圖9 放大電路噪聲圖
圖10給出了放大電路的輸出分辨率，放大電路的分辨率決定了PZT的定位精度，如要實現納米級的定位精度，驅動電源的分辨率需要達到毫伏級。圖10中，輸出電壓的分辨率可達到1.44 mV。
圖10 放大電路分辨率實驗圖
最后，給出驅動電源電壓線性度曲線。線性度能夠真實的反映出輸出值相對于輸入真值的偏差程度[11]。線性度曲線如圖11所示。得到擬合直線Yfit=9.846Vin+0.024 2，最大非線性誤差為0.024%，能夠滿足精密定位需求。
5 結 論
本文設計的基于ARM的高分辨率壓電陶瓷驅動電源采用直流放大原理，具有低電路噪聲、高分辨率和低輸出非線性度等特性，同時驅動電源的帶寬可達100 kHz。以上特性使本文設計的壓電驅動電源能夠應用于納米級靜態定位的需求，由于其性價比高、結構簡單，故具有很高的實用價值。
圖11 輸出電壓曲線和非線性度曲線
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“印刷電路設計”傳統教學一般是講授原理圖的繪制(包括原理圖庫元件的制作)、PCB圖的制作(包括元件封裝的制作)、層次電路圖，然后多加練習以應對考試。學生在實際學習過程中很少接觸到企業的工作項目，很少親自去制作PCB板，因此到了相關企業工作崗位時，一般都需要一段時間的培訓才能上手工作。這很不符合高等職業教育對學生職業能力的培養要求，因此需要對傳統的課程教學進行改革。
二、基于工作任務的課程改革
1．改革目的
“印刷電路設計”是應用電子技術專業的一個重要實踐課程。在課程教學過程中，學生通過一個較為完整的工作任務，可以加深對本門課程所學理論知識的理解與應用，提高學生對所學理論知識的綜合運用能力，使學生對Protel電子線路設計、Protues、KeilC等電子設計軟件有較深的掌握。同時，通過工作任務鍛煉還可以培養學生獨立工作的能力，為將來從事電子電路設計打好基礎。
2．改革內容
(1)課程整體設計。根據企業電路設計助理工程師職業崗位技能要求，以訓練學生的電路圖繪制、電路板設計與制作的綜合職業能力為課程目標，選擇了企業典型工作任務項目“開關穩壓電源電路板設計與制作”作為課程內容的主要載體，并對“印刷電路設計與制作”課程進行整體設計。
(2)以崗位工作任務貫穿整個教學內容。“印刷電路設計與制作”課程的目標是培養學生具備電路圖繪制仿真、PCB設計、電路板制作的能力，達到企業助理工程師的職業標準。這一目標的實現需要通過相應的工作任務來完成。因此，必須對課程進行深入的項目化開發，同時將電路板設計工程師職業資格標準、電子工藝相關內容也引入到課程中，借鑒企業培訓員工的工作流程和工作標準，使學生通過課程學習不斷熟悉今后崗位工作的標準和典型工作任務，在課程項目實踐中鍛煉動手能力、團隊協作能力和實踐精神，以及牢固的專業技能，使學生在今后就業時能迅速適應工作環境并進入工作狀態，從而符合高職教育對人才培養的需求。
(3)考核評價方法的改革。由于本課程以企業工作任務作為學習的主線，因此考核應以學生職業能力的培養為依據。考核的內容包括:學生所做開關穩壓電源的質量、原理圖與PCB設計、同學之間相互的評價、團結協作的能力、課程總結報告等等。在工作任務的各個階段及時給予評價，注重過程考核，讓學生在各個階段都有收獲。
三、結束語
>> 微伏級直流電壓信號放大電路設計 信號波形合成的電路設計 QPSK信號波形生成電路設計 交流變直流電路設計 硅微機械陀螺信號偏置電路設計 多路同步機信號采集電路設計 鐵路LED信號機點燈電路設計 壓力傳感器信號調理電路設計 高阻抗微弱信號測量的保護電路設計 基于OrCAD／PSpice的信號產生電路設計 三相電信號采集電路設計 混合信號電路設計技術研究 基于AD620的腦電信號預處理電路設計 一種汽車行駛記錄儀IC卡信號接口電路設計 便攜式腦電信號采集系統電路設計 數字電視多頻率射頻信號源系統射頻電路設計 基于MSP430的信號波形發生器的電路設計與實現 道路交通信號機燈控驅動電路設計 高速電路設計中的信號完整性研究 十字路通信號燈電路設計 常見問題解答 當前所在位置：
關鍵詞：全波整流；有效值；運算放大器；線性光耦；隔離電壓
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2013.12.011
工業測量和控制系統中，傳感器輸出信號為多種形式的模擬量，其多數不能被直接使用，而需要經過變送電路將其轉換成統一的直流模擬信號（1～5V或4～20mA），再根據系統需要，用數據采集卡將直流模擬信號轉換成可參與計算和完成過程控制的數字量。目前市場上的儀器儀表多以直流輸入信號為主，而交流信號是傳感器輸出信號中較為多見的一種，為此需要設計一個交直流信號變送模塊，將多種交流信號轉換成統一的直流信號量，以便于能夠被控制儀表、計算機或PLC等系統中的控制單元所識別。
該模塊共由五個主要部分組成：輸入緩沖電路，全波精密整流電路，光電隔離電路，線性輸出電路和隔離電源。結構框圖如圖1所示。
輸入緩沖電路
傳感器的交流輸出多為電壓信號。為了降低信號源的負載，通常需要提高下一級的信號輸入阻抗，采用以運放為核心的電壓跟隨器作為模塊的輸入級是有效的解決方式。由于傳感器產生的交流信號頻率范圍比較寬，選擇運算放大器時得考慮選擇寬頻，高速的特殊放大器。例如，AD711就符合這方面要求，它具有1012Ω輸入阻抗，小信號輸入帶寬可達到4MHz[5]。
該部分為全波精密整流電路，是整個模塊的核心部分。其輸出電壓為變送模塊輸入電壓的絕對值，因此也叫絕對值電路[1]。二極管具有單向導電性，是常用的整流元件，但二極管非線性比較大且有一個正向導通電壓，當信號幅度小于二極管的導通電壓時，二極管處于截止狀態，使得整流出來的信號誤差非常大，為了提高精度，可利用運算放大器的放大作用和深度負反饋來克服二極管非線性和正向導通壓降造成的誤差。
全波精密整流電路分為兩部分，第一部分由運放U1A及周邊器件構成半波精密整流電路，第二部分由U1B及周邊器件構成反相求和電路。詳見圖2。
半波精密整流電路
交流轉直流變送模塊作為過程控制系統信號采集的前級儀器，其直流信號輸出通常是連接到二次儀表或其他數據采集模塊上。為了降低輸入交流信號對輸出直流信號以及后級儀表干擾，采取了在模塊的輸入級和輸出級之間增加線性光耦和隔離電源的措施。借助光耦，輸入信號在經過了電壓電流發光電流電壓的傳遞過程同時也實現了信號前后級無電氣聯系的光電隔離。因此線性光耦是模塊中實現光電隔離功能的重要器件，其性能將對整個變送模塊的精度產生重要影響。此處設計采用的線性光耦是SLC800，它具有線性度好，隔離電壓高，可靠性好，價格低等優點。其內部結構原理圖及在此次設計中的應用電路如圖4所示。
隔離電路工作原理
由SLC800的LED，二極管PD1及運放U2A組成隔離電路的信號輸入部分，二極管PD2及電阻R10構成隔離電路的輸出部分。假定該隔離電路的輸入電壓為Vi，輸出電壓為Vo，SLC800的LED、PD1、PD2產生的電流分別為If、I1、I2，LED發光二極管與在PD1、PD2上產生的電流比分別為K1、K2，同時PD1與PD2的電流比定為K3[2]。當電壓信號經過 R7U2A+R8LEDPD1U2A-/ R9，此時運放U2A正好工作于深度負反饋中，使得SLC800產生一個穩定的輸出。
從S L C 8 0 0數據手冊可知，I2=K3*I1，I1=K1*If，由于If=Vi/R8，Vo=I2*R10，故：
Vo=K1*K3*（R10/R8）*Vi （3）
式（3）中K1和K3為每個芯片的特性參數[2]，因此根據輸入信號范圍可適當選取R8和R10的阻值，以獲取合適的輸出電壓范圍。隔離電路中R8不僅用于調節電流If大小，同時還用來調節由于芯片之間K值的分散度而導致的SLC800實際輸出電壓與設計值之間的偏差。
線性輸出電路主要是實現線性電流的輸出和調節整個變送模塊的輸出零點與量程。其構成及具體功能如下：
可調電阻R21和U3A組成線性輸出電路的調零電路。2.5V直流參考電壓從穩壓管TL431獲得，通過可變電阻器R21分壓調節整個電路最終輸出電流的零點。U3B用作光耦SLC800輸出的直流電壓Vo（見圖4）的輸入緩沖器，用來提高信號輸入阻抗，降低信號的負載。
信號隔離不僅需要信號回路的前后級隔離，同時也要把信號回路前后級的供電隔離，這樣以避免因干擾通過供電電源對后級輸出產生影響。本次設計采用的隔離電源是金升陽公司生產的A1209D-2W，它具有體積小，隔離電壓高，溫度特性好等優點[4]。
關鍵詞：備用電源 過欠壓檢測 Mulitisim
中圖分類號：TL503.5 文獻標識碼：A 文章編號：1674-098X（2016）07（b）-0000-00
1.引言
為了防止控制模塊的直流27V供電電源輸出出現異常時，對控制模塊造成的數據丟失、電子設備及后級負載的損害等問題，考慮一路備用電源是十分必要的[1]。本文中選用一款蓄電池作為備用電源，當供電電源輸出出現中斷或異常時，蓄電池仍可以持續一定時間給控制模塊供電，既保證了控制模塊的數據不會丟失，同時減少了對電子設備及后級負載的影響。此外，備用電源要具有對蓄電池的充電功能，還要實現27V電源與蓄電池的切換功能，以及對蓄電池充放電的過欠壓檢測和對供電電源的異常檢測等保護功能。
2.工作原理
當27V直流電源正常時，直接給控制模塊供電，同時給蓄電池組充電；當27V直流電源異常時，切換電路將電路切換到蓄電池組供電。當蓄電池組作為控制模塊供電電源時，必須實時監測蓄電池組的放電電壓，當電壓降到設定閾值時切斷電路，以免電池損壞。
在檢測電路中，必須達到以下效果：27V直流電源給蓄電池組充電正常時，發光二極管D7燈亮，直至充滿D7燈滅；27V直流電源異常時，電路切換到蓄電池供電，發光二極管D6開始閃亮，待蓄電池組放電至欠壓D6燈滅，進行光報警，備用電路原理圖如圖1所示。
3.組成
本文設計中，備用電源主要由蓄電池組和監測控制電路模塊兩大部分組成。其中，蓄電池組主要由兩個12V蓄電池串聯而成，監測控制電路模塊主要由充電電路、欠壓檢測電路、過壓檢測電路以及切換電路等組成。備用電源原理框圖如圖2。
3.1蓄電池組
鉛酸蓄電池由于其制造成本低，容量大，價格低廉而得到廣泛的應用[2]。但是，若使用不當，其壽命將大大縮短。因此為有效延長蓄電池的使用壽命，在本電路中主要設計了對電池充放電時過欠壓的控制電路。
選取2塊免維護鉛酸蓄電池12V1.3AH/20HR串聯使用。蓄電池組放電時間按式（1）計算[3]。
Q ……………………………… （1）
式中：
Q――蓄電池容量（Ah）（取值1.3Ah）
K――安全系數（取值1.25）
I――負載電流（A）（取值0.4A）
T――放電小時數（h）
t――蓄電池最低環境溫度（℃）（取值15℃）
η――放電容量系數（取值0.76）
α――蓄電池放電溫度系數（取值0.008）
由式 （1）可得電池放電時間約為2h，滿足備用電源延時要求。
3.2監測控制電路模塊
a）充電電路
備用電源電路原理圖如圖1所示， 27V直流電源由MOS管控制給蓄電池充電，在27V直流電源正常時，給控制模塊供電，同時蓄電池處于充電狀態，此時發光二極管D7燈亮，直至充滿D7燈滅。
b）電池欠壓監測電路
在蓄電池正常工作一段時間后電池電壓下降，當下降到保護值（電壓
c）電池過壓監測電路
充電過壓監測是為了防止蓄電池過充，從而延長蓄電池壽命，同時也能防止過充造成不必要的危險。如圖1所示，充電過壓（電壓27.6V）終止由電壓比較器U1A控制，電阻R1、R2串聯采樣充電電壓接到比較器U1A的反相端，同向端由TL431提供2.5V的基準電壓，當電池電壓高于27.6V時，比較器U1A輸出低電平，Q2截止，Q3導通，MOS管Q4關斷，電池停止充電。
d）切換電路
當27V直流電源異常時，切換電路切換到蓄電池工作狀態，實現不間斷供電。由于需要通過功率器件――繼電器來切換，而功率器件的切換是需要動作時間的，因此在本電路設計中，如圖1所示，對控制模塊電源輸入端并聯大電容來彌補切換中斷時間時的電源供電，從而確保控制模塊零中斷工作。
4.結束語
通過對控制模塊備用電源的合理設計，可完成備用蓄電池的充電、過欠壓監測與光報警及其切換等功能，實現了對控制模塊的不間斷供電，提高了工作效率。
參考文獻
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關鍵詞：RC諧振網絡，恒流變換器，YAG激光器
一．激光器電源的特點
隨著新型激光裝置的不斷出現，對激光電源提出了高效率、高重復率、低成本和高可靠性等諸多要求。為滿足在低頻大能量工作下的激光裝置，而研制出LC恒流充電電路。其特點是以恒流電源給儲能電容器充電，既提高了充電效率，又提高了電源的穩定性。有效地解決了激光器電源在高頻下工作的充電效率問題，亦克服了脈沖氙燈的連通現象。存在的主要問題，是體積和重量不能明顯減小，但這種類型的電源目前仍廣泛使用。脈沖激光電源的負載是脈沖氙燈，氙燈為具有負阻特性的氣體放電燈，他對電源的要求如下：1.高壓觸發電脈沖，為大約2萬伏左右的高壓脈沖。2.使氙燈預燃的所需要的預燃電源標準電流，一般在80mA∼200mA。3.有激光儲能電容充電的電路，并伴有激光儲能電容向氙燈放電的放電電路。，RC諧振網絡。
圖1 脈沖式激光電源組成圖2 儲能電容器電壓變化規律
二．充電電路設計中儲能電容器的充電要求
固體脈沖激光器電源的設計，必須滿足激光器對電源提出的各項技術指標。同時必須考慮到電源的經濟特性、通用特性、可靠性等其他性能。脈沖激光器電源的核心部分是充電電路，所以必須根據指標來選擇它，以使充電電路的效率很高。
在脈沖激光電源中，儲能電容器必須是漏電很小的無極性耐高壓電容器。，RC諧振網絡。在重復頻率的每一個周期里，儲能電容器兩端的電壓是變化的，如圖2所示。其中時間內，要求電容器兩端的電壓保持不變（等于）,而在時間內，電容器的能量迅速向負載釋放。
三．充電控制電路設計
激光電源要正常工作,就需要使電源各個部分協調工作的控制信號,這些信號是由控制電路產生的.控制電路部分要完成的功能如下：
1.產生使觸發電路導通的外觸發信號。外觸發電路是電容經放電晶閘管與脈沖變壓器初級相接，當晶閘管導通后,儲能器上的能量才能達到變壓器的初級,才能在次級上響應出脈沖高壓。故需要控制可控硅晶閘管導通從而產生脈沖高壓的外觸發信號。，RC諧振網絡。
2.在放電過程中,必須使恒流充電電路停止向儲能電容器充電,因此控制電路還要產生使橫六充電電路停止充電的封鎖信號。
3.控制電路還必須有使儲能電容器上的電壓穩定的功能,當儲能電容上的電壓略高于預定的要求時,控制電路就產生一系列的高頻脈沖電壓,使雙向可控晶閘管導通從而使恒流源充電電路停止向儲能電容器充電。
四．氙燈的觸發電路
對于脈沖放電燈或氣體放電管，只有兩端所施加的電壓達到一定值時，氣體才開始觸電。我們稱氣體開始電離放電的電壓為擊穿電壓，通常用UJ來表示，UJ與燈的結構和氣壓及氣體類型有關。例如，氙燈在氣壓為53.3kPa時，弧長為70cm的時候，擊穿電壓UJ≥7kV。因此為了點燃氣體放電燈必須有一高壓觸發電源。該高壓電源可以是直流高壓源、脈沖高壓源或高頻高壓源。
五．激光電源總體設計參數計算
橫流電源充電的激光電源電路的組成和工作原理都非常簡單（如圖3所示）。，RC諧振網絡。由形恒流逆變器，雙向可控硅晶閘管、變壓器、單節L、C放電電路、取樣電路及觸發電路組成。，RC諧振網絡。其中形恒流變換器中，L、C的選取及變壓比N的選取應滿足恒流充電的最佳匹配原則，為了方便L、C、N的選取，特列出如下程序。，RC諧振網絡。
形恒流變換器的參數計算程序如下，已知參數：
工作周期： 毫秒，工作電壓： 伏特，存能電路： 微法
計算結果：變比 ， 毫亨， 微法
初級電流： 毫安，次級電流： 毫安
計算；打印；退出。
圖3 橫流源充電的激光電源電路圖
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關鍵詞： 示波法； 數字式血壓計； STC90C51； MPS3117?006GA
中圖分類號： TN710?34； TP368.1 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）03?0128?04
Design of digital sphygmomanometer
FU Rui?ling， YUE Li?qin
（School of Information Engineering， the Huanghe S&T College， Zhengzhou 450063， China）
Abstract： For convenience of blood pressure measurement， a design of digital sphygmomanometer based on a method of measuring blood pressure about oscillography is proposed， including hardware and software. The hardware structure based on kernel controller STC90C51， pressure senor MPS3117?006GA， ADC0809 and 1602LCD module is supplemented. Through test it is proved that the digital sphygmomanometer can realize the measurement of blood pressure.
Keywords： oscillography； digital sphygmomanometer； STC90C51； MPS3117?006GA
0 引 言
隨著社會的發展，人們的生活水平越來越高，對于自身的健康問題也越來越多地引起了人們的重視，其中血壓是否正常是身體是否健康的一個重要的指標。在現代疾病譜上，高血壓的危害無疑高居前幾位。治療高血壓病，首先是要測量準確的血壓。對于非醫護人員來說，如何使血壓的測量既簡單又準確，成了主要的問題。相比較于水銀血壓計的操作復雜，測量過程復雜，數字血壓計應運而生，越來越多地走進了人們的家庭里[1?3]。本文基于示波法的原理，以STC90C51單片機為控制核心，輔以壓力傳感器MPS3117?006GA、ADC0809和1602LCD液晶顯示等模塊對數字式血壓計進行了設計。
1 示波法原理
血壓測量原理主要是示波法和柯氏法，這兩種方法都是通過充氣袖套來阻斷上臂動脈血流。但是示波法基于抗干擾能力強，血壓判斷可靠、自動檢測等優點成為了無創血壓檢測的主流。
示波法原理如下。
由于心搏的血液動力學作用，在氣袖壓力上將會產生與心搏同步的壓力波動并與其重疊，即脈搏波。當所加的氣袖壓力遠遠大于收縮壓時，脈搏波會消失。隨著氣袖壓力的逐漸減小，脈搏開始出現。當氣袖的壓力從遠遠大于收縮壓下降到收縮壓以下時，脈搏會從小突然增大。在平均壓時會達到波峰最大值。到達最大值之后會隨著氣袖壓力的下降而逐漸衰減。用示波法測量血壓就是根據脈搏波的振幅與氣袖壓力之間的非線性關系來計算血壓的。與波峰對應的是平均壓，收縮壓和舒張壓可分別通過與波峰的比例來確定[4?5]。
舒張壓的計算：
定義舒張壓系數[Kd]（一般取0.5），隨著脈搏波的振幅上升，當振幅上升到最大振幅的[Kd]倍時（即[UiUm=Kd]），此時的脈搏振幅[Ui]所對應的氣袖壓力就是舒張壓，即[Ui=Kd*Um。]
收縮壓的計算：
定義收縮壓系數[Ks]（一般取0.8），隨著脈搏波振幅的下降，當振幅下降到最大振幅的[Ks]倍時[UiUm=Ks，]此時的脈搏振幅[Ui]所對應的氣袖壓力就是收縮壓，即[Ui=Ks*Um。]
2 系統工作原理
數字式血壓計主要由電動氣泵MG、氣袖、壓力傳感器MPS3117?006GA、電磁氣閥、微控制器STC90C51、ADC0809以及液晶顯示1602LCD等構成[3]，如圖1所示。
數字式血壓計的工作過程如下：脈寬調變PWM輸出控制信號，用于控制氣泵的充氣漏氣以調整氣袖的氣壓；一路ADC采樣氣袖內氣壓直流分量用于測得收縮壓和舒張壓；另一路ADC用于采樣氣袖內氣壓的交流分量用于確定直流分量取收縮壓和舒張壓時的瞬態時間位置；經過單片機處理，將最終的處理結果送液晶顯示屏顯示。
圖1 數字式血壓計結構框圖
一次血壓的測量過程可以分為如下幾步：
（1） 激活PWM使氣泵給氣袖充氣并充至200 mmHg高，然后以5 mmHg/s的速度放氣。
（2） 壓力傳感器采集氣袖壓力信號并轉換為電信號進行輸出。
（3） 壓力傳感器的輸出信號經差分放大器處理后變為單端信號；
（4） 所得到的單端信號一路給ADC0809的IN0通道以監視直流分量；另一路送給二階帶通濾波器（0.8～6.4 Hz）以濾除直流分量和50 Hz工頻干擾以及皮膚與氣袖摩擦所產生的高頻噪聲，并且將此信號的幅值限制在0～5 V之間。
（5） 經過處理的交流信號送ADC0809的IN1通道，經過模數轉換之后送給STC90C51計算幅值，先經過比較找出最大的振幅[Amax，]然后通過幅值上升段找出[0.5Amax]的瞬態時間所對應的直流分量的值，該值即為收縮壓，在幅值下降階段找出[0.8Amax]的瞬態時間所對應的直流分量的值，該值即為舒張壓。
（6） 將上步中計算出的收縮壓與舒張壓送液晶顯示屏1602LCD進行顯示。
收縮壓與舒張壓的計算過程如圖2所示。
3 硬件設計
3.1 傳感器電路和差分放大電路設計
對于數字式血壓計來說，壓力傳感器決定著血壓的測量精度和靈敏度，所以壓力傳感器是數字式血壓計設計的核心部件之一。通過比較，本文選擇了由上海某公司生產的MPS3117電阻式傳感器。該傳感器靈敏度高，能檢測到氣袖中微小的壓力變化。該傳感器的額定電壓為75 mV，測量壓力范圍為0～300 mmHg，實驗板所用到的靈敏度為1 mV/4 mmHg，范圍[6]為8～50 mV。
圖2 收縮壓與舒張壓計算過程示意圖
本文所用的ADC0809的電壓是5 V，與壓力傳感器MPS3117所輸出的電壓信號不匹配，壓力傳感器所輸出的電壓信號太小，故需要對輸出電壓進行放大。本文運用帶有差動輸入的四運算放大器LM324設計了信號放大電路和濾波電路，將輸出電壓進行放大到0～4.7 V的標準電壓輸出。然后將放大后的標準電壓輸入單片機的A/D模塊。
本文所設計的放大電路為差動輸入、單輸出的放大電路，能夠有效地抑制溫漂，并且能夠保證電壓輸出的穩定性。所設計的壓力傳感器和差分放大電路如圖3所示。
圖3 傳感器和差分放大電路
3.2 濾波電路設計
傳感器在采集信號時，會采集到一些干擾信號如50 Hz工頻干擾和皮膚與袖帶摩擦所產生的高頻干擾以及直流干擾，所以需要對信號進行濾波。本文濾波電路的設計采用了LM324中的一個運放去構成0.8～6.4 Hz的帶通濾波器[7]。濾波后的交流信號送入單片機ADC找出[Amax，]找出[0.5Amax]和[0.8Amax]時所對應的瞬態時間位置，然后在對應的直流分量中找出收縮壓和舒張壓。濾波電路如圖4所示。
濾波電路采用LM324中的一個運放構成帶通濾波器允許0.8～6.4 Hz的信號通過，濾掉信號中的直流成分和電源以及皮膚與袖帶摩擦的高頻噪聲和工頻干擾。濾波后的交流分量送入單片機ADC計算幅值，找出振幅增大過程中的[0.5Amax]和振幅減小過程中的[0.8Amax]的瞬態位置，兩者對應的血壓直流分量即為收縮壓和舒張壓。濾波電路如圖4所示。
圖4 濾波電路
3.3 ADC0809轉換電路設計
本文所采用的模數（A/D）轉換器為ADC0809，該轉換器由8位的模數轉換器和8通道多路轉換器兩部分組成[8]。通過前面分析可知，本文所設計的數字式血壓計僅僅用到了直流和交流兩個通道，本文選用IN0和IN1，所以對于ADC0809的三位地址端（ADDA、ADDB、ADDC）沒有必要都選用，ADDA一個端口即可滿足要求，用它的0、1來代表直流信號和交流信號，ADDB、ADDC可直接接地。其中ADC0809的工作方式有兩種：查詢方式和中斷方式。通過前面的分析也可知道，在此采用的是查詢方式。因ADC0809沒有內部時鐘，所以本文為該芯片提供了通常使用的頻率為500 kHz的外部時鐘信號。單片機STC90C51的主頻接的是6 MHz，所以ALE為ADC0809提供了1 MHz的時鐘頻率；故本文在ALE的輸出端加了由74LS112所構成的1/2分頻器得到500 kHz時鐘信號。通過實際應用系統使用證明，ADC0809在該頻率下能夠正常的工作。具體電路如圖5所示。
3.4 液晶顯示模塊1602電路設計
[VSS]為地電源，[VDD]接5 V正電源，[V0]為對比度的調整端，當[V0]接正電源時對比度最低；當[V0]接地電源時對比度最高，對比度要求適中，太低了看不清楚，太高了會產生“鬼影”，本文在設計時通過一個10 kΩ的電位器來調整液晶顯示屏的對比度。PS為寄存器選擇端，當PS=1時，選擇數據寄存器；當PS=0時，選擇指令寄存器。RW為讀寫信號線，當RW=1時，進行讀操作；當RW=0時，進行寫操作。當PS=PR=0時，寫入指令或者顯示地址；當PS=0，PR=1時，讀忙信號；當PS=1，PR=0時，寫入數據。
E端為使能輸入端，當E=10時，液晶顯示屏執行命令。
液晶顯示模塊電路設計如圖6所示。
圖5 A/D轉換電路
圖6 1602顯示電路
3.5 其他電路設計
3.5.1 電源電路
J10接外部電源，如9 V或12 V，[C1]用以抑制高頻干擾以及抵消輸入引線較長時的電感效應，防止電路產生自激振蕩，容量較小。[C2，C3]的作用是改善負載的瞬態響應，為獲得最佳效果，電容應選用頻率特性好的陶瓷電容或鉭電容為宜，另外為了進一步減小輸出電壓的紋波，一般在集成穩壓器的輸出端并入電解電容[C4。]D1為保護二極管，當輸入端短路時為[C4]提供一個放電回路，防止調整管的發射結擊穿。如圖7所示。
圖7 電源電路
3.5.2 線性閥PWM控制電路
線性閥PWM控制電路如圖8所示。PWM（Pulse Width Modulation，脈寬調變）控制泄氣速率，MCU調整泄氣速率是根據壓力值和泄氣的變化來進行的，使泄氣速率在規定的范圍之內。具體工作方式如下：當充氣達到200 mmHg時，PWM開始作用，使其開始泄氣，第25腳會接到IC所發出的信號，然后信號經[R14]到達Q2，會使Q2導通，此時繼電器吸合，使電磁閥開始工作，D2保護Q2和K的正常工作而設計。
圖8 電磁閥電路
3.5.3 充氣PUMP控制電路
充氣PUMP控制電路如圖9所示。其中PUMP的動作由PUMP control信號控制，[R13]為限流電阻。具體工作方式：[R13]得到IC的26腳提供的高電平（約0.6 V），經Q1導通，Q1得到[VCC]所提供的5 V電壓，Q1的導通會使繼電器吸合，這樣+5 V的電壓就經過了PUMP使PUMP導通。電路中的D2主要作用是使繼電器在斷電情況下仍能穩定工作，起保護作用。
圖9 氣泵電路
3.5.4 按鍵電路
按鍵開關與單片機的40腳相連，作為整個系統的開關電源。當按下POWER鍵時，則整個系統導通，單片機開始工作，然后按下測壓按鍵開始充氣。如圖10，圖11所示。
圖10 電源按鍵
圖11 測壓按鍵
4 軟件設計
軟件設計主要分為以下幾步[9?10]：
（1） 電源開啟后，可通過鍵盤輸入或者是PC機修改系統的默認參數。
（2） 然后系統對某些參數和某些寄存器進行初始化。
（3） 啟動A/D轉換直接轉化結束。
（4） 轉換結果送入上位機。
（5） 用單片機對經過1 s采樣一次的數據進行分析處理，找出[Amax，][0.5Amax，][0.8Amax，]然后找出[0.5Amax]和[0.8Amax]對應瞬態時間值的直流分量值，也就是所要求的收縮壓和舒張壓。將它們送往1602液晶顯示屏上進行顯示。
軟件流程圖如圖12所示。
圖12 軟件流程圖
5 結 語
易操作、成本低、維護方便、規格小的數字式血壓計給人們的生活帶來了實實在在的好處。本文在示波法原理的基礎上，利用STC90C51作為控制核心實現了數字式血壓計的硬件和軟件設計，其中硬件設計具有成本低的特點，軟件設計具有節約存儲的特點。
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關鍵詞： Protel 99 SE；PCB；設計；技巧
中圖分類號：TM02文獻標識碼：A文章編號：1006-4311（2012）08-0028-02
0引言
隨著現代科技的發展，電氣行業現代化程度的不斷提高，電子產品的電路設計也越來越復雜，PCB電路板設計的科學規范性及布局、布線合理性就變得越來越重要。Protel 99 SE軟件是ProklTechnology公司開發的基于Windows環境下的電路板設計軟件。該軟件功能強大，人機界面友好，是線路板設計工作人員的首選工具。雖然Protel 99 SE應用軟件功能強大，但是如果不合理的運用軟件、不掌握一些設計規則及技巧，光靠一個功能強大的軟件設計制作出優質的PCB印刷線路板也是一件很難的事情。
1Protel 99 SE軟件簡介
Protel99 SE主要由原理圖設計系統、印刷電路板設計系統兩大部分組成。
1.1 SCH原理圖設計系統SCH設計系統主要用于原理圖的設計。它可以為印刷電路板設計提供網絡表。編輯器除了具有原理圖編輯功能以外，其分層組織設計功能、設計同步器、電氣設計檢驗功能及打印輸出功能，可以使用戶輕松地完成設計任務。
1.2 PCB印刷電路板設計系統PCB設計系統是一個功能強大的印刷電路板設計編輯器，具有非常專業的交互式布線及元件布局的特點，用于印刷電路板的設計并最終產生PCB文件，直接關系到印刷電路板的生產。Protel 99 SE的印刷電路板設計系統可以進行多達32層信號層、16層內部電源/接地層的布線設計，交互式的元件布置工具極大地減少了印刷板設計的時間。同時它具有專業水準的PCB信號完整性分析工具、PCB三維視圖預覽工具。
2SCH設計技巧
在進行PCB設計之前，首先要準備好原理圖SCH的元件庫和PCB的元件庫。元件庫可以用Protel自帶的庫，但一般情況下很難找到合適的，最好是自己根據所選器件的標準尺寸資料自己做元件庫。原則上先做PCB的元件庫，再做SCH的元件庫。根據SCH的元件庫，完成原理圖的設計。原理圖設計主要是為PCB生成網絡表，不涉及實際布局布線等問題，但也要規范，要按照元器件的工作接線順序擺放元件，盡量與元件實際位置相符，網絡標號明確，若元件過多應采用總圖與子圖聯合的畫圖方式，做模塊間的連接，使電路簡單明了，網絡清晰。
3PCB設計技巧
3.1 元器件布局技巧Protel 99 SE應用軟件提供手動布局和自動布局兩種操作方式，通常使用手動方式，不建議采用自動布局。在PCB板圖設計過程中，元件布局是極其重要的一步，元件布局的好壞從根本上決定了該PCB板圖的設計質量和下一步布線的難易程度。首先，要考慮PCB尺寸大小。PCB尺寸過大時，印制線條過長，增加阻抗，增強噪聲，成本也增加；尺寸過小，則散熱不好，且鄰近線條易受干擾。電路板的最佳形狀為矩形。長寬比3：2或4：3為佳。同時，也要根據系統結構設置的尺寸，按結構要素布置安裝孔、接插件等需要定位的器件，并給予這些器件鎖定狀態，再根據布局區域和元件的特殊要求設置禁止布線區。PCB尺寸確定后，再確定特殊元件的位置，最后根據電路的功能單元，對電路的全部元器件進行布局。
布局時要遵循“先大后小，先難后易”的布置原則，即重要的單元電路、核心元器件等應優先布局。以每個功能電路的核心元件為中心，圍繞它來進行布局。元器件應均勻、整齊、緊湊地排列在PCB上．盡量減少和縮短各元器件之間的引線和連接。按照電路的流程安排各個功能電路單元的位置，使布局便于信號流通，盡可能保持方向一致。
在高頻下工作的電路，要考慮元器件之間的分布參數。盡可能縮短高頻元器件之間的連線，設法減少它們的分布參數和相互間的電磁干擾。易受干擾的元器件不能相互挨得太近，輸入和輸出元件應盡量遠離。某些元器件或導線之間可能有較高的電位差，應加大它們之間的距離，以免放電引出意外短路。帶高電壓的元器件應盡量布置在調試時手不易觸及的地方。
同一種電源的器件盡量放在一起，以便于電源分割。高電壓、大電流信號與小電流、低電壓的信號要分開，模擬信號與數字信號要分開，高頻信號與低頻信號要分開，高頻元器件的間隔要充分；完成同一功能的電路，應盡量靠近放置，并調整各元器件以保證連線最為簡單。同類型插裝元器件在橫軸或縱軸方向上應朝一個方向放置，便于生產和檢驗；對于質量大的元器件應考慮安裝位置和安裝強度，除溫度檢測元件以外的溫度敏感元件應遠離發熱元件放置，必要時還應考慮熱對流措施。每個集成電路IC最好加一個高頻去耦電容，IC去耦電容要盡量靠近IC的電源、地管腳，并使之與電源和地形成的最短回路。
3.2 布線技巧Protel 99 SE應用軟件同樣提供手動布線和自動布線兩種方式，通常采用手動-自動-手動完成整板的布線。布線是整個PCB設計中最重要的工序，這將直接影響著PCB板的性能好壞。布線要整齊，布通不是目標，更不能縱橫交錯毫無原則。布線時除了要遵循常規的布線原則外主要還應掌握以下技巧：
電源、地線的處理：在整個PCB板的布線中，電源及地線的處理占據著極其重要的地位，由于電源、地線考慮不周到而引起的干擾，會使產品的性能下降，有時甚至影響到產品功能的實現。所以對電源、地線的布線一定要認真對待，把電源、地線所產生的噪聲干擾降到最低限度，以保證產品的質量。布線時電源、地線盡量不要平行，如是雙面板，應一層橫向為電源線，另一層縱向為地線，即垂直布線。電源和地線之間要加上高頻去耦電容，通常加瓷片電容104即可。盡量加寬電源、地線寬度，最好是地線比電源線寬，信號線最細，它們的關系是：地線＞電源線＞信號線，通常信號線寬為：0.2～0.3mm，最細不低于0.05～0.07mm，電源線為1.2～2.5mm，對數字電路的PCB可用寬的地線組成一個回路，即構成一個地網來使用，或用大面積覆銅做地線用，在印刷板上把沒被用上的地方都與地相連接作為地線用，或是做成多層板，電源、地線各占一層。由于電源層和地層的電場是變化的，在線路板的邊緣會向外輻射電磁干擾，通過將電源層內縮、地線層外延，使得電場只在接地層的范圍內傳導，盡量把電場限制在接地層邊沿內，以減小電磁干擾。
PCB設計中應避免產生銳角和直角，盡可能采用45°的折線布線，不可使用90°折線，以減小高頻信號的輻射，要求較高的信號線還要用雙弧線。
3.3 其它抗干擾技巧在PCB電路板設計中，晶體振蕩器的外殼一般要接地，在晶振等對噪聲特別敏感的元器件下面不要走線，而且晶振引腳要緊挨著所連接元件的引腳，引線不要過長；閑置不用的邏輯電路輸入端不要懸空，應根據具體的邏輯關系連接相應的上拉或下拉電阻，對應接好電源或地；閑置不用的運放正輸入端要接地，負輸入端接輸出端；任何信號線都不要形成環路，如不可避免，環路應盡量小。信號線的過孔要盡量少，關鍵的線盡量短而粗，并在兩邊加上保護地來盡量減小信號的回路面積。在高速，高密度的PCB設計時，過孔越小越好，這樣板上可以留有更多的布線空間，此外，過孔越小，其自身的寄生電容也越小，更適合用于高速電路。
4結論
不難看出，Protel 99 SE環境下，PCB設計、制作過程中重點環節是布線，而布線的關鍵點在于抗干擾中起絕對作用的地線。因此，掌握一些PCB布線的技巧對于做好印刷線路板來說是至關重要的，只靠軟件功能的強大是做不出優質的電路板的。本文研究了幾點實際運用中的設計及布線技巧，希望會對于PCB的設計、制作者起到拋磚引玉的作用，進一步推進印刷線路板制作工藝又快又好的發展。
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關鍵詞： 電源傳輸完整性; 優選器件; 電源評估; 平面電容; 電源仿真
中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）02?0132?05
Design process of hardware circuit based on PDN theory
REN Bing?yu
（GRG Banking Equipment Co.， Ltd.， Guangzhou 510663， China）
Abstract： Based on the power delivery network （PDN） theory， the detailed design process of hardware circuit is described. Difference from general circuit design method， PDN design process can greatly improve the hardware integration and effectively reduce the total number of components by establishment of preferred component list， power evaluation， plane capacitor construction， power supply simulation and construction of power frequency impedance simulation curves. The power supply integration test executed by professional tester proves that the hardware circuit designed by PDN can effectively limit the ripple， noise and other electric performance parameters， and resistor and capacitor on one board can be decreased by 30%. The products can fully meet hardware requirements of telecom servers.
Keyword： PDN; PPL; power supply evaluation; plane capacitor; power supply simulation
0 引 言
21世紀以來，隨著科技地不斷發展，電子產品在功能、性能等方面得到了長足的發展。伴隨而來的是電子產品系統復雜、加工工藝難度增大、產品成本提升、單板故障率上升等問題，直接影響消費者的正常使用和公司的信譽。
目前單板電源設計的流程通常是確定好主芯片及其他用電芯片的輸入輸出電壓/電流，按照分支派生的方式標示電源架構，匯總出產品所需的總功耗，確定供電芯片的型號和性能參數就開始設計電路中的電源。為了降低設計風險，設計人員通常采用電源芯片供應商推薦的參考電路來設計電源電路，經過簡單加工測試驗證無問題后即投放市場。這種電源設計方式看似沒有重大設計風險，但實際上卻存在很多隱患，無法滿足精細化設計的要求，會造成極大的設計冗余，導致產品升級換代困難，加大分析電路故障原因的難度，降低了產品實際效率，提高了產品的開發、生產和售后維護成本。本文從科學設計電路的角度出發，引導硬件工程師在充分理解單板芯片的實際電源需求后，通過正確評估電源需求、理清優選阻容器件、優化平面電容和層疊電容等設計方法，設計出高品質、高集成度的優秀電子產品。
1 優選阻容器件
在單板開發設計過程中，硬件工程師使用最多的器件就是電容和電阻，電阻主要有限流、分壓、調節芯片驅動、限定電平輸入輸出、調整負載等作用;電容通常應用于隔直、耦合、濾波、穩壓、諧振等設計。阻容的器件原理和應用范圍很明確，但為了縮短產品的交付進度，設計人員通常在電源設計上采取粗放型理念，對阻容器件的選擇缺少必要的科學管控。為保證無開發風險，設計人員大多直接應用芯片器件手冊上推薦的環路設計，增加了芯片間冗余設計。這種不規范選取阻容器件的現象會導致板上阻容器件的種類數、器件總數被人為增加，提高了制造、倉儲、維修等生產部門的運營難度，同時冗余設計會引起電路設計的不穩定性和不確定性，引入噪聲、諧振、串擾、功耗上升等問題。故此，需要設計人員在設計前就必須徹底理清整個單板的系統架構，明確阻容器件的功能，通過電路仿真和實際測試結果來指導正確的硬件電路設計，否則無法正確完成產品開發設計[1]。
為保證電源穩定性，在設計芯片環路的時候都會給留有一定的余量，設計的余量與功耗評估、器件精度、電源仿真都存在關系。實際應用的阻容器件與標稱的理論值存在一定偏差，阻容器件標稱值與實際值的偏差稱為誤差，器件允許的偏差范圍稱為精度。電容精度等級與允許誤差對應關系通常為：超穩定級（I類）的介質材料為NPO，精度通常為1%;穩定級（Ⅱ類）的介質材料為X7R，精度通常為5%;能用級（Ⅲ類）的介質材料Y5V，精度較低，不建議使用。在考慮通流和功耗的前提下，目前電阻精度主要是1%及5%兩種。
在實際設計過程中，建議設計人員選擇精度高（1%）的阻容器件。使用高精度的阻容器件可以準確控制硬件電路的功耗、電流、頻率、紋波、噪聲等電氣特性，有效控制單板穩定性。為了降低單板阻容器件的種類數，應該參照以下規則：電阻按照E12原則（10、12 、15 、18、 22 、27 、33 、39 、47 、56、 68、 82作為基數）來選擇器件，電容按照E3原則（10、22、47作為基數）來選擇器件。這些是設計中經常用到的阻容值，以上述阻容值作為基數可以滿足電路設計中90%的阻容需求。如果芯片要求特殊阻容值，可以通過串并聯的方式實現所需阻容值，可以有效地控制環路的阻抗匹配、驅動調節、紋波控制等電氣特性。
選用高精度阻容阻容器件，建立優選阻容器件表PPL，就可以在保證所有單板開發質量的前提下，最大程度約束器件選擇的種類數，實現器件編碼的歸一化，提高單板阻容器件的簡潔度。
2 電源評估
設計人員選用一個芯片，需要明確芯片最大的應用能力，即芯片管腳最大工作電流和目標工作頻率，理清芯片最大動態電流和設計所需的負載頻率范圍，約束trace走線分布來指導power rail的設計并選取適合的電容。控制電源穩定性最重要的兩個環節就是阻抗匹配和頻率響應，設計電路的時候會仿真出一個最優通路的理想電路模型。理想電路要求在電路頻率變化范圍中走線鏈路阻抗是固定的，設計出的實際電路也要滿足這個特性，要求設計出的阻抗頻率特性曲線與理想電路阻抗頻率曲線接近，甚至一致。
以某網卡芯片為例，通過查詢器件手冊得出芯片在不同工作狀態下的最大電流如下。
表1 某網卡芯片工作狀態功耗表
通過表1知道網卡工作在1 000 Mb/s傳輸速率，從Active狀態到Idle狀態時候會產生最大的功耗變化，網卡實際工作中最大的電流變化是從Active狀態向Idle 狀態切換過程中發生的。網卡在這兩個狀態之前切換時候產生最大數據量變動，過大的數據量變化會產生額外的工作損耗。從芯片手冊上可以得知Active狀態到Idle狀態的工作電流變化為570 mA，由此可以計算得出網卡在1 000 Mb/s link狀態下從Active轉向Idle時的Transient Current百分比，即動態電流變化率[Istep]為570 mA。由表1可以看出，該網卡芯片在不同工作狀態下的功耗是不同的，相同電平下的工作電流不同。這是由于芯片高速信號傳輸引起傳輸線及傳輸介質產生阻尼效應，內部工作頻率提升導致芯片管腳輸出功耗上升。信號傳輸是通過數據線中電平高低變化來實現的，不同電氣接口對于高低電平的閾值也是有嚴格要求的，為保證信號能夠在準確的數值下傳輸，需要確保芯片管腳上的信號在相同或不同的工作狀態下都能有穩定的電平輸出。這就需要我們充分理解芯片的工作原理及產生功耗的原理后，提供最優的電路來保證整個環路的穩定性[5]。
特征阻抗[Ztarget]可以通過以下公式得到：
[Ztarget=ΔVΔI=Vmax?ΔVrippleImax?ΔItransient] （1）
式中[ΔVripple]為電壓紋波要求，通常為1%～3%，[ΔItransient]為電流有效傳輸效率，根據電源不同的設計方式和信號工作頻率，可以選擇10%～90%作為電流傳輸效率。
芯片都是在不同狀態之間進行工作的，管腳不可能一直保持工作在100%的工作狀態，這就導致實際輸出的電流不會一直處于峰值電流，而是最大值的一部分。對于對工作狀態沒有約束且工作頻率超過100 MHz的芯片，對電流傳輸效率Transient Current百分比可以選擇最大的90%。芯片的最大工作電流可以通過查找器件手冊得到，里面詳細介紹芯片所有的工作狀態及對應的工作電流，得出芯片在不同狀態下的最大功耗。在此基礎上，聯系芯片實際工作中可能出現的狀態變遷方式，計算出最大的動態電流變化率，即電流有效傳輸效率[ΔItransient]。
通過查看器件手冊得到芯片管腳的工作頻率作為目標頻率[Ftarget]，超過[Ftarget]范圍的信號都不必要處理。這是因為受到阻抗特性約束，這部分超出[Ftarget]的信號是無效的，故此不會產生損耗。芯片的目標頻率通常在器件手冊中沒有涉及，可以直接向供應商詢問。如果廠商無法給出芯片的目標頻率可以憑借經驗來推測：首先明確芯片消耗電源的模塊類型，通過模塊類型對比給出不同模塊的典型頻率，在結合芯片實際工作情況，找出所需要的目標頻率[Ftarget]。
通常以I/O電源80 MHz，core電源50 MHz作為標準基準頻率。將[Ftarget]帶入計算表格，得出所有需要分析的對象和仿真波形，完成電源評估工作。
3 平面電容
經過實際測試，發現每個芯片的I/O管腳都無法按照理論模型構建硬件電路，即直接通過芯片管腳與PCB板上銅箔pad相連接，不會產生任何額外的電氣特性。如圖1所示，在芯片I/O管腳與PCB相連的地方都會產生寄生電容，當I/O管腳輸出高電平時，相連部分上的寄生電容開始放電，如果管腳周圍沒有補償電容給管腳寄生電容及時充電，該I/O管腳上電平就會出現跌落。
<E：＼王芳＼現代電子技術201502＼Image＼17t1.tif>
圖1 芯片I/O管腳實際等效示意圖
芯片廠商通常會在實際封裝中添加一部分[Cpkg]用于給寄生電容充電，但是由于容值過小，充電效果并不理想。芯片外部放置的鉭電容存在走線過長、層疊干擾及寄生電感的原因，更是難以給芯片I/O管腳上的寄生電容及時充電，所以我們要利用PCB來構建出如圖2所示的等效平面電容[Cpcb]。
<E：＼王芳＼現代電子技術201502＼Image＼17t2.tif>
圖2 理想PCB平面電容示意圖
平面電容是利用PCB疊層的電源層和地層之間構造的電容效用而形成的。這種平面電容的容值通常比較小（pF級），可以用于濾除高速信號產生的高頻噪聲，同時由于離芯片管腳最近，可以最迅速有效地為芯片管腳上的寄生電容充電。在芯片周圍擺放濾波電容不能有效濾除高頻噪聲的原因就在于即使容值很小的濾波電容也只能濾除100 MHz以下的噪聲，而對于超過200 MHz的噪聲就不能有效濾除。以10 nF電容為例，按照電容阻抗特征曲線所示，只能有效濾除50 MHz左右的噪聲。如果再放置pF級的電容會顯得冗余，且電容本身的ESR和ESL會引入高頻諧振的問題。
綜合考慮，建議可以利用平面電容來對管腳寄生電容完成充電和高頻濾波[2]。電容頻率阻抗曲線如圖3所示。
3.1 估算平面電容值
平面電容值需要依據芯片管腳和對應傳輸線上的寄生電容值來完成評估。通過芯片I/O管腳的寄生電容[Cio]以及芯片的I/O管腳數量得出芯片I/O管腳生成的總寄生電容大小。一般情況下，PCB微帶層每inch單端傳輸線（特征匹配阻抗為50 Ω）上的寄生電容為3.5 pF。以一組32位的傳輸線為例，傳輸線走線長度為6 inch，管腳寄生電容[Cio]為2 pF，可以推算出芯片管腳總寄生電容[Cswl]=（3.5 pF/inch×6 inch+2 pF）×32=736 pF。按照設計要求電源的紋波為2%，綜上條件就得到了所需要的平面電容[Cp]為36.8 nF。
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圖3 電容頻率阻抗曲線圖
當然，這里還提供了一種簡易評估平面電容的方法，即忽略管腳上的寄生電容。同樣以上述32位傳輸線為例，[Cswl]=3.5 pF/inch×6 inch×32=672 pF，電源紋波同樣要求為2%，得到平面電容為33.6 nF。這樣計算得到的[Cp]與理論值存在一定偏差，不是很準確，但管腳上的寄生電容可以通過芯片封裝上的[Cpkg]進行部分補償，可以滿足實際應用的補充效果，故此不會產生很大的影響[3]。平面電容的布局由于需要考慮分層和跨層分布，實際上應用的平面電容要比計算得到電容多。根據資料和實際測量，實際布局的平面電容[Ccomp]和理論的平面電容[Cp]二者的比例應該是5～10倍之間，通常選用選取為8，即[Ccomp]=[Cp]×8。由此可以得到芯片實際需要補償平面電容值為[Ccomp]=36.8 nF×8=294.4 nF。
3.2 構建平面電容
按照上面介紹的方法，通過計算得出芯片管腳需要補償的電容值，下一步就要確認如何構建平面電容。PCB是由銅皮和綠油組成，PCB板上所有的電源和信號都需要通過銅皮完成布局和傳輸，故此確認并合理地分布銅皮就能決定如何構建最適宜的平面電容。
如式（1）所示，銅皮的估算方式可以按照業界通用的公式：
[CPCB=E×Er×L×WT] （2）
式中：E=0.224 9×[10-12] F/inch，[Er]=3.8～4.2 （FR406材質PCB吸收），L為走線長（inch），W為線寬（inch），T為銅厚。
在設計初期就已經確定了PCB的層疊間距、材質、走線距離、線寬和銅皮厚度等參數，可以根據式（2）評估出實際設計需要銅皮數量，由此構建PCB銅皮布局，即構建平面電容。構建PCB平面電容需要經過電路原理仿真、PCB信號仿真和電源仿真評測后方可落實。電源層和地層必須有效區分，原則上相同電平值的模擬和數字電源也需要單獨隔離，數字地和模擬地也需要隔離開。處理高速信號時，需要注意信號參考的電源平面或地平面布局需要盡量精簡，電源層平面和地層平面盡可能的靠近并對稱均勻布局，形成近似差分耦合電容的布局。這是由于提供給高速信號做參考層的電源平面和地平面在實際應用的時候會附生一個很小的寄生阻抗（大致20 mΩ），為保證電平穩定，通過這種緊急對稱布局來有效抵消寄生阻抗引起的電平跌落，而且可以有效抵消一部分電源紋波和噪聲的干擾[4]。
3.3 應用實例
以一片單板為例，首先確定單板上工作時鐘頻率在100 MHz以上的單端信號，以表格的形式列對應的芯片器件名稱、接口類型、工作頻率以及器件個數，再列出接口的個數、單個接口的負載電容以及接口工作電壓，按照列出的信息，參照本文提供式（1）計算出該關鍵I/O管腳需要補償的電容值，構建平面電容。以Intel 82599網卡芯片為例，通過查閱廠家技術手冊列出信號對應的電源網表名、電壓、紋波等信息，繪制出表2，用于指導下一步設計。
表2 某單板的管腳信息表
通過查看芯片手冊，得知芯片內部時鐘主頻為100 MHz，可以倍頻至2.5 GHz，即[Ftarget]為2.5 GHz。管腳最大電流為3.5 A，應用VCCP的管腳都為高速信號，需要使用high speed模型分析：電壓紋波要求1%，電流傳輸效率90%。
通過公式（1）所需要的平面電容值為[Cp=（3.5 pF/inch×15 inch+2 pF）×321%=174.4 nF]，即可規劃出平面補償電容。通過式（2）得到，[Ztarget=1.1×1%3.5×90%=3.492 mΩ]。再使用文中介紹的電源評估方式，繪制出如圖4所示的[Ftarget]與[Ztarget]曲線，依靠曲線協助評估出所需要的最優環路。
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圖4 [Ftarget]與[Ztarget]仿真曲線
經過電源評估、構建平面電容和頻率阻抗特征曲線后，可以設計符合芯片管腳電氣需求的最優電路。如圖5所示，通過泰克示波器TDS3012B量測信號噪聲發現，采用PDN設計理念優化的電路可以有效抑制噪聲。
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圖5 PDN設計前后電路噪聲測試結果
4 結 語
本文通過原理分析和實例講解來介紹一種基于PDN原理設計硬件電路的方法。PDN可以有效指導硬件工程師在充分掌握芯片實際工作狀態信息后，精確地設計電路、優化阻容選型，提升電路開發效率，解決冗余設計造成的干擾問題，提高單板簡潔度，提升產品品質。同時，通過PDN原理來指導硬件電路設計的方法，已被愛立信、華為等電信業公司廣泛接受、應用和推廣。
根據本人實際開發工作驗證，通過PDN原理設計電路的方法非常科學，采用PDN原理設計24 000 pin密集度的服務器單板，可以有效降低阻容器件種類數和總數各30%，降低原材料、加工成本和工藝制程成本12.5 RMB/pcs，提升生產直通率0.5%，改動前后的效果十分明顯。
本文在以下方面有所創新：
（1） 提出PDN設計理念，規范電路設計流程，能有效指導硬件工程師充分理解芯片的技術規格，設計出最優電路;
（2） 建立優選器件表，規范阻容器件種類數和總數，提升產品質量和管控水平;
（3） 構建平面電容，繪制頻率阻抗曲線，指導硬件工程師設計理想硬件電路。
參考文獻
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[2] 劉麗娟，楊兵初，倪蘭，等.PDN電源地平面去耦電容網絡設計[J].中南大學學報：自然科學版，2013（10）：4088?4094.
[3] 林文彥.阻抗規格對電路板設計、制造之影響[EB/OL]. [2010?09?02].http：///link？url=Rhyy3dKz_BPN14MggknesIEG4zyV4e8lhRxttj?6jDkPdqeVZ0vDe73umxNWWiZwZNt
De5i7DJhEGyvRbqwdj6HQqKr6TOivCZt4hPxvBQu.
[4] 顧艷麗，熊繼軍，焦新泉.長線傳輸的阻抗匹配設計[J].國外電子元器件，2008（10）：8?9.
生產實習是培養本科學生理論聯系實際，提高實際動手操作能力的重要教學環節。本專業的生產實習旨在使學生廣泛了解實際電子產品生產的全過程，熟悉電子產品的主要技術管理模式，并在實習的操作過程中學習、掌握電子產品的焊接、安裝、調試的實際操作技能。鞏固和加深理解所學的理論，開闊眼界，提高能力，為培養高素質大學本科人才打下必要的基礎。通過學習，是理論與實際相結合，可以使學生加深對所學知識的理解，并為后續專業課的學習提供必要的感性知識，同時使學生直接了解本業的生產過程和生產內容，為將來走上工作崗位提供必要的實際生產知識。
二、實習的基本內容：
、集中授課，進行相關知識的學習。
、學習、掌握電子產品的獨立性設計與安裝、調試的能力；進一步掌握電子測量儀器的正確使用方法，電元器件的測量與篩選技術。
、初步了解電子整機產品的工藝過程。
、為能使學生得到充分的鍛煉，較大的提高學生的實際動手能力，本次生產實習安排每一位學生獨立完成全部系統的設計與安裝工作。
、本實習環節，學生要獨立使用電焊鐵及各種電子測試設備電路安裝與調試，要學生嚴格遵守電器設備的使用安全，遵守實驗室的各項規章制度。
三、基本要求：
、在教師的指導下練習在測試電路德核心板上焊接元件，掌握焊接要領。
、熟悉元器件的性能及管腳分配。
、在給定的pcb板上焊接跳線，ic插座，電阻，電容，led器件等。
、檢查焊接是否正確。
、插上元器件，運行系統，并觀測系統工作是否正常。
四、總體設計電路思想和原理：
本次生產實習用到的開發板和模塊共7塊，分別為：單片機核心板，電子鐘模塊，mp3模塊，rfid模塊，無線傳輸模塊，脈搏傳感模塊，gps模塊。
各模塊相互組合，其所能實現的基本功能如下：
、單片機核心板+電子鐘模塊：實現時間的顯示，溫度的測量，且可通過遙控器調時、定鬧等。
、單片機核心板+無線傳輸模塊：實現數據的近距離無線傳輸。
、單片機核心板+mp3模塊（含sd卡）：實現mp3播放功能。
、單片機核心板+rfid模塊：實現地鐵檢票系統的模擬。
、單片機核心板+脈搏傳感模塊：實現人體脈搏傳感的測量。
、單片機核心板+gps模塊：實現gps衛星定位功能。
（一）核心板電路設計
單片機核心板電路主要包括stc12c5a60s2單片機，電子鐘模塊接口電路，mp3接口電路，無線傳輸模塊接口電路，脈搏傳感模塊接口電路，gps模塊接口電路，串口擴展電路，電源供電電路。該系統的單片機是宏晶科技生產的單時鐘機器周期（it）的單片機，是高速、低功耗、超強干擾的新一代8051單片機。通過使用stc-isp軟件，該單片機可實現串口在線編程，無需編程器，無需仿真器。
核心板電路的設計思想主要是圍繞單片機芯片的工作原理和特點，為其實現合理的設計出外圍電路：包括電源電路，顯示電路部分，復位電路部分，串行口通信電路，按鍵電路等。
（二）電子鐘模塊電路設計
該模塊主要用到的芯片有：時鐘保持芯片ds1302，單總線數字溫度傳感器ds18b20，紅外遙控解碼器tl1838a。
該模塊電路設計的思想是了解這三種芯片的工作電壓，ds1302的工作時鐘頻率以及三種芯片與單片機之間的硬件連接。
（三）mp3模塊電路設計
該模塊用到的主要芯片有mp3音頻解碼芯片vs1003，3.3v電壓轉換芯片lm1117-3.3,2.5v電壓轉換芯片lm1117-2.5。
該電路的設計思想主要是了解芯片的作用和特點，尋找各芯片之間的聯系，vs1003芯片是該模塊的主要部分。單片機設有單獨解碼mp3文件的功能，而單片機可與通過vs1003的接口電路的連接，進行mp3的解碼，實現音頻的輸出。通過芯片各引腳的功能和特點，合理的設計出相應的外圍電路。
（四）rfid模塊電路的設計
該模塊的電路所用到的主要芯片為13.56mhz的非接觸式通信讀卡芯片fm1702。該芯片是基于iso/4443標準的非接觸卡讀卡機專用芯片，采用0.6微米cmos 、eeprom工藝，支持13.56mhz頻率下的type a非接觸式通信協議，
支持多種加窗算法，兼容philips的mfrc530(spi接口)讀卡機芯片。
該模塊的電路設計思想是基于fm1702各引腳的功能和特點，合理的設計芯片的外圍電路，其中的電容和電感所構成的天線是芯片與s50卡通信的工具。
五、單元電路設計：
、單片機核心板電路分析
單片機核心板是本次實習中最重要的部分，它是實現各種模塊功能的基礎部分。單片機核心板的核心是stc12c5a60s2單片機芯片，圍繞該芯片設計出相應電源供電電路，蜂鳴器驅動電路，按鍵電路，串行口通信電路，復位電路，液晶屏驅動電路以及各模塊的接口電路，由以上的電路部分就構成一個核心板電路系統。
